適用于大規(guī)模風(fēng)、光直流送出系統(tǒng)的改進(jìn)型MMC 子模塊拓?fù)?/h1>
2022-08-17 06:38:00王亞強樊艷芳
可再生能源 2022年8期 關(guān)鍵詞：故障
王亞強， 樊艷芳
（新疆大學(xué) 電氣工程學(xué)院， 新疆 烏魯木齊 830047）
0 引言
高壓直流輸電系統(tǒng)將“三北”地區(qū)的可再生能源輸送到電力負(fù)荷集中的東南沿海地區(qū)[1]～[4]。高壓直流系統(tǒng)主要由送端整流站、受端逆變站和直流架空線路組成，其中送端整流站、受端逆變站由模塊化多電平換流器（MMC）組成，因電能傳輸距離長、容量大，送端整流站和受端逆變站之間直流架空線路容易發(fā)生直流短路故障。
目前，隔離直流故障的方法主要有兩種，一種是在直流線路中串聯(lián)直流斷路器，另一種是在模塊化多電平換流器中接入具有故障自清除能力的子模塊。 直流斷路器在幾毫秒內(nèi)就可以隔離故障線路，供電可靠性較高。 但是直流斷路器中采用了大量的全控型器件，斷路器成本較高，且當(dāng)線路電壓等級發(fā)生變化時，為了維持每一個全控型器件兩端的正常電壓，直流斷路器中串聯(lián)的全控型器件數(shù)量也必須隨著發(fā)生變化，因此直流斷路器僅在供電可靠性較高的場合使用。 自清除能力的子模塊可以阻斷直流側(cè)故障電流，但大部分具有故障自清除能力的子模塊都是基于半橋子模塊（Half Bridge Sub-Module，HBSM） 拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)改進(jìn)而來，典型的有全橋子模塊（FBSM）、鉗位型雙子模塊（CDSM）、串聯(lián)雙子模塊（SDSM）和逆阻型半橋子模塊（RB-HBSM）等[5]～[10]。 全橋子模塊能夠快速清除故障， 但是子模塊輸出單位電平下所需全控型器件數(shù)量是半橋子模塊的2 倍， 造價成本和運行損耗較大； 鉗位型雙子模塊采用了2 個半橋子模塊并聯(lián)的結(jié)構(gòu)， 在具備故障自清除能力的同時， 減小了子模塊輸出單位電平下所需全控型器件的數(shù)量，減小了造價成本，但是在結(jié)構(gòu)上存在耦合性，增大了控制和電容均壓的難度，變相增加了成本； 串聯(lián)雙子模塊采用了2 個半橋子模塊串聯(lián)的結(jié)構(gòu)，子模塊中的2 個電容維持串聯(lián)連接，從而避免了結(jié)構(gòu)上耦合的問題， 但是子模塊結(jié)構(gòu)還是比較復(fù)雜，控制難度較大[11]～[16]；逆阻型半橋子模塊在半橋子模塊的基礎(chǔ)上只增加了1 個IGBT，造價理想，正常運行時，T3一直處于導(dǎo)通狀態(tài)，與半橋子模塊下管IGBT 所并聯(lián)的二極管作用完全一樣，因此控制策略上，完全可以使用半橋子模塊的控制方案，大大減小控制成本。但是當(dāng)直流側(cè)發(fā)生短路故障后， 子模塊中所有IGBT 的觸發(fā)信號都被閉鎖， 子模塊中橋臂電感的能量不能通過回路釋放， 故障電流會形成一個從短路電流瞬時值到0 的突變， 橋臂電感兩端會產(chǎn)生一個很大的電壓加在回路中子模塊下管IGBT 的兩端， 該電壓有可能超過IGBT 的耐壓值，導(dǎo)致IGBT 燒毀[17]。
本文在半橋子模塊的基礎(chǔ)上， 對拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)進(jìn)一步優(yōu)化， 提出一種改進(jìn)半橋-半橋串聯(lián)子模塊（Advancement Series Half Bridge Sub -Module，ASHBSM）拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，研究其運行特性，分析了故障阻斷原理、 耐壓性和經(jīng)濟性。 最后在PSCAD/EMTDC 中搭建雙端21 電平MMC 直流系統(tǒng)，驗證了所提出的改進(jìn)型子模塊能夠快速有效阻斷直流側(cè)故障電流， 且子模塊下管兩端不會產(chǎn)生過電壓。
1 子模塊拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)及運行原理
1.1 子模塊拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)
ASHBSM 拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖1 所示。圖中：Usm為子模塊的輸出電壓；Ism為子模塊電流；T1～T6為IGBT；D1～D8為二極管；C1～C2為子模塊電容且電容值相同；UC1～UC2為子模塊電容C1和C2兩端的電壓。
圖1 子模塊拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)圖Fig.1 Sub-module topology diagram
1.2 子模塊運行模式
在正常工作時，T3和T6一直處于導(dǎo)通狀態(tài)。根據(jù)T1，T2，T4和T5開斷情況的不同組合，子模塊共有4 種工作模式，總共輸出3 種電平。 模式1：T1和T4關(guān)斷，T2和T5導(dǎo)通，電容C1和C2被旁路，子模塊輸出電壓為0； 模式2：T2和T4關(guān)斷，T1和T5導(dǎo)通，電容C1投入，電容C2被旁路，子模塊輸出電壓為UC1；模式3：T1和T5關(guān)斷，T2和T4導(dǎo)通，電容C1被旁路，電容C2投入，子模塊輸出電壓為UC2；模式4：T2和T5關(guān)斷，T1和T4導(dǎo)通，電容C1和C2均投入，子模塊輸出電壓為UC1+UC2。 在閥級控制作用下， 電容C1和C2的電壓值保持均衡。ASHBSM 中IGBT 的開斷情況和子模塊的工作狀態(tài)如表1 所示，1 表示導(dǎo)通，0 表示關(guān)斷。
表1 子模塊運行狀態(tài)Table 1 Submodule running state
1.3 子模塊阻斷直流故障原理
直流側(cè)故障主要分為斷線故障、 單相接地故障和極間短路故障。 單相接地和極間短路故障的電流路徑幾乎相同，故障清除原理完全一樣，所以本文只對極間短路故障時， 子模塊阻斷故障原理進(jìn)行分析。
圖2 為三相ASHBSM-MMC 拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)示意圖，由交流側(cè)、換流器和直流側(cè)組成。
圖2 MMC 結(jié)構(gòu)示意圖Fig.2 Topology of MMC
換流器總共有3 個相橋臂， 每一個相橋臂包含上、下兩個橋臂，每一個橋臂由N 個正向串聯(lián)的ASHBSM 子模塊和電感L 組成。相橋臂的交流輸入端對應(yīng)上、下兩個橋臂電感的連接點。系統(tǒng)正常運行時，每個時刻，上、下橋臂投入的子模塊數(shù)量之和必須為N，以保證直流側(cè)電壓的恒定，即：
式中：UC子模塊電容的額定電壓；Udc為直流側(cè)電壓。
故障發(fā)生后的數(shù)毫秒時間內(nèi)，MMC 中所有的子模塊就會進(jìn)入閉鎖狀態(tài)。 根據(jù)Ism的正負(fù)，ASHBSM 存在兩種閉鎖狀態(tài)，如圖3 所示。 對應(yīng)基于ASHBSM 的MMC 拓?fù)涞墓收想娏鞯戎惦娐贩謨煞N情況進(jìn)行分析。
圖3 故障閉鎖后ASHBSM 電流方向Fig.3 AHBSM current direction after fault locking
由圖3 可知，當(dāng)Ism>0 時，故障電流從子模塊的s 端流入，經(jīng)過二極管D1，D3，D6，D8和電容C1，C2后， 從m 端流出。 因此， 在基于ASHBSM 的MMC 拓?fù)涞墓收系戎惦娐分校梢杂枚O管和電容的串聯(lián)來等效代替ASHBSM。以AB 兩相為例，閉鎖后系統(tǒng)故障等效電路如圖4 所示。圖中：UAB為A，B 兩相之間的線電壓；Z 為回路中的等效阻抗；等效二極管數(shù)目為8 N；等效電容電壓為4 NUC；N 為MMC 每個橋臂中ASHBSM 的個數(shù)。
圖4 閉鎖后系統(tǒng)故障等效電路圖（Ism＞0）Fig.4 System fault equivalent circuit diagram after locking（Ism＞0）
根據(jù)基爾霍夫電壓定律， 可以得到回路的電壓方程為
由式（3）可知，回路中的二極管將會因為承受反向電壓而截止， 阻斷交流側(cè)向短路點饋入短路電流。 因為式（3）的分子小于0，分母大于0，分子中不包含變量N，所以無論N 為多少，故障電流都能被阻斷，因此本文提出的ASHBSM 在子模塊中電流大于0，可以實現(xiàn)直流側(cè)故障的自清除。
當(dāng)Ism<0， 故障電流從子模塊的m 端流入，經(jīng)過二極管D5，D4，D2和電容C1，C2后，從s 端流出。因此， 在基于ASHBSM 的MMC 拓?fù)涞墓收系戎惦娐分锌梢杂枚O管和電容的串聯(lián)來等效代替ASHBSM。 以AB 兩相為例，閉鎖后系統(tǒng)故障等效電路如圖5 所示。
圖5 閉鎖后系統(tǒng)故障等效電路圖（Ism<0）Fig.5 System fault equivalent circuit diagram after locking（Ism<0）
圖中：等效二極管數(shù)目為6N，等效電容電壓為4NUC。
根據(jù)基爾霍夫電壓定律， 可以得到回路的電壓方程為
因為式（5）的分子小于0，分母大于0，分子中不包含變量N，所以無論N 為多少，故障電流都能被阻斷。因此本文提出的ASHBSM 在子模塊中電流小于0，同樣可以實現(xiàn)直流側(cè)故障的自清除。
由前面分析可得，二極管兩端的電壓等于A，B 兩相之間的線電壓減去回路中的等效電容電壓和等效阻抗兩端的電壓， 再除以回路中二極管的數(shù)量。 圖4，5 就只有二極管數(shù)量有區(qū)別，因此，本文提出的ASHBSM 在子模塊中電流小于0，同樣可以實現(xiàn)直流側(cè)故障的自清除。
2 混合型MMC 系統(tǒng)設(shè)計
由表1 可知， 在系統(tǒng)正常運行時，T3和T6一直處于導(dǎo)通狀態(tài)，子模塊的運行損耗較高。 因此，為了降低系統(tǒng)的運行損耗，同時也為了減小MMC的造價成本，本文提出一種半橋子模塊與ASHBSM 級聯(lián)的混合型MMC。 在保證最大運行經(jīng)濟和最小造價成本的同時， 還得保證該混合型MMC具有直流側(cè)故障的自阻斷能力， 須根據(jù)直流側(cè)故障下系統(tǒng)的等效電路圖， 確定MMC 每一個橋臂中半橋子模塊與ASHBSM 的一個最佳比例。假定每一個橋臂中ASHBSM 的個數(shù)為P，半橋子模塊的個數(shù)為N-P。
當(dāng)直流側(cè)發(fā)生短路故障后， 在幾毫秒后子模塊進(jìn)入閉鎖狀態(tài)。 由前面分析可知， 當(dāng)Ism>0 時，ASHBSM 可以等效為2 個電容與4 個二極管的串聯(lián)。當(dāng)Ism<0 時，ASHBSM 可以等效為2 個電容與3個二極管的串聯(lián)。 半橋子模塊也存在2 種等效情況，當(dāng)Ism>0 可以等效為1 個二極管和一個電容的串聯(lián)，當(dāng)Ism<0 可以等效為1 個續(xù)流二極管。
當(dāng)直流側(cè)發(fā)生故障后，換流器閉鎖，系統(tǒng)故障回路中， 二極管兩端的電壓等于交流側(cè)的線電壓減去回路中的等效電容電壓和回路中的等效阻抗兩端的電壓，再除以二極管的數(shù)量。ASHBSM 的2種等效電路只有二極管數(shù)量有區(qū)別， 其他完全一樣，當(dāng)半橋子模塊Ism>0 有等效電容，而Ism<0 沒有等效電容。 因此需要分析Ism<0 來確定每個橋臂中所需ASHBSM 的最小數(shù)量。 以AB 兩相為例，閉鎖后系統(tǒng)故障故障等效電路如圖6 所示。圖中：等效二極管數(shù)目為4N+2P；等效電容電壓為4PUC。
圖6 閉鎖后混合系統(tǒng)故障等效電路圖Fig.6 Fault-equivalent circuit diagram of hybrid system after locking
3 耐壓性與經(jīng)濟性分析
3.1 耐壓性
器件兩端電壓情況主要從系統(tǒng)正常運行到換流器閉鎖前和換流器閉鎖后兩種情況進(jìn)行分析。由圖1 和表1 可知， 系統(tǒng)正常運行到換流器閉鎖前，T3和T6兩端電壓一直為0。 D3和D8兩端電壓一直為0。D5兩端的電壓一直為1 個電容電壓。D7串聯(lián)子模塊的兩個電容， 當(dāng)子模塊的1 個電容投入運行時，D7兩端電壓為1 個電容電壓。 當(dāng)子模塊的2 個電容投入運行時，D7兩端電壓為2 個電容電壓的和， 所以正常運行時，D5和D7均被阻斷，無電流通過。 ASHBSM 子模塊中的2 個半橋子模塊，因為運行時，上下管都是處于交替導(dǎo)通狀態(tài)， 因此T1，T2，T4，T5，D1，D2，D6和D7承受的最大電壓都為1 個子電容電壓。
當(dāng)直流側(cè)發(fā)生故障， 換流器閉鎖后。 由圖3（a） 可知，Ism>0 時與正常運行時的電流路徑完全一樣，各器件兩端承受的電壓與正常運行時一樣。由圖3（b）可知：當(dāng)Ism<0，T3和D3，T1，D1，T6和D8兩端的電壓為1 個電容電壓；T4，D6，T5和D7兩端的電壓為0.5 倍電容電壓；T2，D2，D4和D5兩端電壓為0。 從圖3 可以看出：當(dāng)Ism>0，故障電流通過二 極 管D1，D3，D6，D8對 電 容C1，C2進(jìn) 行 充 電；當(dāng)Ism<0， 故障電流通過二極管D5，D4，D2對電容C1，C2進(jìn)行充電。 當(dāng)回路中的所有電容電壓之和大于交流側(cè)線電壓時，二極管將承受反向電壓而截止，從而阻斷故障電流，避免了像逆阻型半橋子模塊通過下管IGBT 直接開斷故障電流， 防止下管IGBT 出現(xiàn)過電壓。
3.2 經(jīng)濟性
MMC 成本須從造價和控制兩方面進(jìn)行考慮。造價成本方面，表2 以單個橋臂為例，忽略成本遠(yuǎn)低于IGBT 的二極管和電容， 比較半橋子模塊（HBSM）、全橋子模塊（FBSM）、鉗位型雙子模塊（CDSM）、 逆 阻 型 半 橋 子 模 塊 （RB-HBSM），ASHBSM 在輸出相同電壓值下所需不同耐壓值的IGBT 數(shù)量。
表2 不同拓?fù)渥幽K的MMC 單橋臂所需IGBT 個數(shù)Table 2 Number of IGBT required for MMC single bridge arm of different topological submodules
由表2 可知，HBSM 不具備故障自清除能力，F(xiàn)BSM，CDSM，RB-HBSM 和ASHBSM 具備故障自清除能力。 從所需不同耐壓值的IGBT 數(shù)量上看，ASHBSM 所需IGBT 數(shù)量比FBSM 少N 個，比CDSM 多0.5N 個，與RB-HBSM 相等，但從IGBT的耐壓值來看，ASHBSM 和CDSM 中的IGBT 耐壓值都為UC，RB-HBSM 中有N 個耐壓值為2UC的IGBT。 從故障自阻斷能力強弱來看，由圖3 可知，ASHBSM 在閉鎖后， 子模塊中的每一個電容都參與了故障電流的阻斷， 其阻斷能力與FBSM和RB-HSBM 相同，CDSM 中只有一半的電容參與了故障電流的阻斷， 其故障阻斷能力比ASHBSM 較弱， 在系統(tǒng)參數(shù)相同的混合型MMC中， 每一個橋臂所需ASHBSM 的數(shù)量將小于CDSM 的數(shù)量，大大減小了其MMC 中IGBT 的數(shù)量。 因此ASHBSM 與FBSM，CDSM 和RB-HBSM相比，ASHBSM 的造價成本較小。
控制成本方面，在眾多子模塊的控制方案中，HBSM 的控制最為簡單和成熟。由表1 可知，正常運行時，ASHBSM 中的T3和T6一直處于導(dǎo)通狀態(tài)，由圖1 可知，ASHBSM 中的兩個半橋子模塊是串聯(lián)的，因此ASHBSM 可以采用HBSM 的控制方案， 但FBSM 和CDSM 正常運行時， 控制比較復(fù)雜，不能采用HBSM 的控制方案，因此ASHBSM與FBSM 和CDSM 相比，大大節(jié)省了控制成本。本文的ASHBSM 仍具有一定經(jīng)濟性。
4 仿真分析
4.1 仿真算例參數(shù)
為了驗證本文所提ASHBSM 拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的直流故障阻斷能力， 在PSCAD/EMTDC 仿真平臺中搭建混合型21 電平雙端MMC-HVDC 仿真算例，輸送功率為30 MW，直流側(cè)電壓為60 kV，采用冒泡排序算法的子模塊均壓策略和最近電平逼近調(diào)制策略來維持直流側(cè)電壓的恒定。 模型的具體相關(guān)參數(shù)如表3 所示。 仿真結(jié)構(gòu)如圖7 所示。
表3 系統(tǒng)參數(shù)Table 3 System parameters
圖7 兩端MMC-HVDC 仿真結(jié)構(gòu)圖Fig.7 MMC-HVDC simulation structure diagram at both ends
本文對MMC-HVDC 的極間短路故障和單極接地故障進(jìn)行驗證和分析， 因為受仿真環(huán)境和速度的影響，所搭建的仿真模型為21 電平且系統(tǒng)容量相對較小， 受模型電平數(shù)限制電壓電流波形有較小的諧波， 但其結(jié)論仍適用于電平數(shù)多和容量大的系統(tǒng)。
4.2 極間短路故障分析
設(shè)置二組對照仿真， 一組采用逆阻型半橋子模塊 （RB-HBSM）， 另一組采用前文所描述的ASHBSM 和半橋子模塊的混合。 這二組仿真除了子模塊內(nèi)部的差異，其他參數(shù)完全相同。系統(tǒng)穩(wěn)定運行后， 二組仿真設(shè)置1 s 時直流側(cè)發(fā)生永久極間短路故障， 考慮實際系統(tǒng)故障檢測時間一般很短，故障檢測時間設(shè)置在1.001 s，在1.001 s 系統(tǒng)閉鎖所有IGBT 的觸發(fā)信號。 ASHBSM 中各個IGBT、二極管兩端的電壓波形如圖8 所示。
圖8 ASHBSM 器件耐壓仿真圖Fig.8 Simulation diagram of ASHBSM device withstand voltage
由圖8 可知： 正常工作時，T1，T2，T4，T5根據(jù)IGBT 的導(dǎo)通情況，輪流承受電容電壓UC；T3和T6一直處于導(dǎo)通狀態(tài)， 兩端電壓為0 kV；D5兩端電壓一直為1 倍UC。 當(dāng)子模塊的一個電容投入運行時，D7兩端電壓為1 倍UC； 當(dāng)子模塊的兩個電容投入運行時，D7兩端電壓為2 倍UC。 由仿真分析結(jié)果可知， 直流側(cè)發(fā)生短路故障后， 子模塊中的IGBT 兩端電壓都小于或等于電容電壓UC。 因此，驗證前面對子模塊各器件的耐壓分析是正確的。
系統(tǒng)發(fā)生極間短路故障時，RB-HBSMMMC，ASHBSM 與半橋子模塊的混合型MMC 直流側(cè)故障自清除仿真結(jié)果如圖9 所示。
圖9 ASHBSM 永久極間短路故障仿真圖Fig.9 Simulation of ASHBSM permanent inter pole short circuit fault
由圖9（a）知，系統(tǒng)穩(wěn)定后，直流電流為0.5 kA， 在1 s 發(fā)生故障后， 故障電流迅速增大，在1.001 s 換流器閉鎖后， 故障電流形成一個從3.2 kA 到0 kA 的突變， 橋臂電感兩端會產(chǎn)生一個很大的電壓加在回路中子模塊下管IGBT 的兩端，造成IGBT 的損毀。 由圖9（b）可知，系統(tǒng)穩(wěn)定后，直流電流為0.5 kA，換流器閉鎖前，交流側(cè)和子模塊電容共同向短路點提供短路電流， 直流電流迅速上升，0.01 s 內(nèi)上升到3.2 kA，1.001 s 時， 換流器閉鎖，子模塊的電容被串聯(lián)到故障回路中，故障回路中的二極管因承受反向電壓而截止， 故障電流迅速被阻斷，直流電流在很短時間內(nèi)衰減為0。由圖9（c）可知子模塊電容電壓在直流側(cè)發(fā)生故障后， 電容向短路點提供短路電流， 電容電壓下降，在1.001 s 時，換流器閉鎖，故障電流給電容充電，電容電壓上升。由圖9（d）可知在故障發(fā)生前，直流側(cè)電壓為60 kV，故障發(fā)生后，直流側(cè)電壓降為0。
在本文提出的ASHBSM 系統(tǒng)中，當(dāng)直流側(cè)發(fā)生故障時， 都可以通過閉鎖換流器來阻斷故障電流，達(dá)到故障自清除的目的。
5 結(jié)論
MMC 是大規(guī)模風(fēng)電、光伏集中送出系統(tǒng)中的關(guān)鍵設(shè)備。 本文提出了一種新型MMC 子模塊拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)（ASHBSM），解決了傳統(tǒng)半橋子模塊不具備直流故障自清除的能力、逆阻半橋子模塊MMC閉鎖后橋臂電感的放電、 部分子模塊直流側(cè)故障自清除能力不強的問題。在此基礎(chǔ)上，為兼具故障自清除與低損耗的特點，提出ASHBSM 與半橋子模塊混合的新型MMC，仿真結(jié)果證明混合設(shè)計的MMC 能夠快速有效清除故障電流。考慮ASHBSM中的二極管、IGBT 的耐壓值小， 子模塊可以采用HBSM 的控制方案， 改進(jìn)子模塊的混合MMC 具有很好的經(jīng)濟性，有較好的應(yīng)用前景。
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0 引言
高壓直流輸電系統(tǒng)將“三北”地區(qū)的可再生能源輸送到電力負(fù)荷集中的東南沿海地區(qū)[1]～[4]。高壓直流系統(tǒng)主要由送端整流站、受端逆變站和直流架空線路組成，其中送端整流站、受端逆變站由模塊化多電平換流器（MMC）組成，因電能傳輸距離長、容量大，送端整流站和受端逆變站之間直流架空線路容易發(fā)生直流短路故障。
目前，隔離直流故障的方法主要有兩種，一種是在直流線路中串聯(lián)直流斷路器，另一種是在模塊化多電平換流器中接入具有故障自清除能力的子模塊。 直流斷路器在幾毫秒內(nèi)就可以隔離故障線路，供電可靠性較高。 但是直流斷路器中采用了大量的全控型器件，斷路器成本較高，且當(dāng)線路電壓等級發(fā)生變化時，為了維持每一個全控型器件兩端的正常電壓，直流斷路器中串聯(lián)的全控型器件數(shù)量也必須隨著發(fā)生變化，因此直流斷路器僅在供電可靠性較高的場合使用。 自清除能力的子模塊可以阻斷直流側(cè)故障電流，但大部分具有故障自清除能力的子模塊都是基于半橋子模塊（Half Bridge Sub-Module，HBSM） 拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)改進(jìn)而來，典型的有全橋子模塊（FBSM）、鉗位型雙子模塊（CDSM）、串聯(lián)雙子模塊（SDSM）和逆阻型半橋子模塊（RB-HBSM）等[5]～[10]。 全橋子模塊能夠快速清除故障， 但是子模塊輸出單位電平下所需全控型器件數(shù)量是半橋子模塊的2 倍， 造價成本和運行損耗較大； 鉗位型雙子模塊采用了2 個半橋子模塊并聯(lián)的結(jié)構(gòu)， 在具備故障自清除能力的同時， 減小了子模塊輸出單位電平下所需全控型器件的數(shù)量，減小了造價成本，但是在結(jié)構(gòu)上存在耦合性，增大了控制和電容均壓的難度，變相增加了成本； 串聯(lián)雙子模塊采用了2 個半橋子模塊串聯(lián)的結(jié)構(gòu)，子模塊中的2 個電容維持串聯(lián)連接，從而避免了結(jié)構(gòu)上耦合的問題， 但是子模塊結(jié)構(gòu)還是比較復(fù)雜，控制難度較大[11]～[16]；逆阻型半橋子模塊在半橋子模塊的基礎(chǔ)上只增加了1 個IGBT，造價理想，正常運行時，T3一直處于導(dǎo)通狀態(tài)，與半橋子模塊下管IGBT 所并聯(lián)的二極管作用完全一樣，因此控制策略上，完全可以使用半橋子模塊的控制方案，大大減小控制成本。但是當(dāng)直流側(cè)發(fā)生短路故障后， 子模塊中所有IGBT 的觸發(fā)信號都被閉鎖， 子模塊中橋臂電感的能量不能通過回路釋放， 故障電流會形成一個從短路電流瞬時值到0 的突變， 橋臂電感兩端會產(chǎn)生一個很大的電壓加在回路中子模塊下管IGBT 的兩端， 該電壓有可能超過IGBT 的耐壓值，導(dǎo)致IGBT 燒毀[17]。
本文在半橋子模塊的基礎(chǔ)上， 對拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)進(jìn)一步優(yōu)化， 提出一種改進(jìn)半橋-半橋串聯(lián)子模塊（Advancement Series Half Bridge Sub -Module，ASHBSM）拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，研究其運行特性，分析了故障阻斷原理、 耐壓性和經(jīng)濟性。 最后在PSCAD/EMTDC 中搭建雙端21 電平MMC 直流系統(tǒng)，驗證了所提出的改進(jìn)型子模塊能夠快速有效阻斷直流側(cè)故障電流， 且子模塊下管兩端不會產(chǎn)生過電壓。
1 子模塊拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)及運行原理
1.1 子模塊拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)
ASHBSM 拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖1 所示。圖中：Usm為子模塊的輸出電壓；Ism為子模塊電流；T1～T6為IGBT；D1～D8為二極管；C1～C2為子模塊電容且電容值相同；UC1～UC2為子模塊電容C1和C2兩端的電壓。
圖1 子模塊拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)圖Fig.1 Sub-module topology diagram
1.2 子模塊運行模式
在正常工作時，T3和T6一直處于導(dǎo)通狀態(tài)。根據(jù)T1，T2，T4和T5開斷情況的不同組合，子模塊共有4 種工作模式，總共輸出3 種電平。 模式1：T1和T4關(guān)斷，T2和T5導(dǎo)通，電容C1和C2被旁路，子模塊輸出電壓為0； 模式2：T2和T4關(guān)斷，T1和T5導(dǎo)通，電容C1投入，電容C2被旁路，子模塊輸出電壓為UC1；模式3：T1和T5關(guān)斷，T2和T4導(dǎo)通，電容C1被旁路，電容C2投入，子模塊輸出電壓為UC2；模式4：T2和T5關(guān)斷，T1和T4導(dǎo)通，電容C1和C2均投入，子模塊輸出電壓為UC1+UC2。 在閥級控制作用下， 電容C1和C2的電壓值保持均衡。ASHBSM 中IGBT 的開斷情況和子模塊的工作狀態(tài)如表1 所示，1 表示導(dǎo)通，0 表示關(guān)斷。
表1 子模塊運行狀態(tài)Table 1 Submodule running state
1.3 子模塊阻斷直流故障原理
直流側(cè)故障主要分為斷線故障、 單相接地故障和極間短路故障。 單相接地和極間短路故障的電流路徑幾乎相同，故障清除原理完全一樣，所以本文只對極間短路故障時， 子模塊阻斷故障原理進(jìn)行分析。
圖2 為三相ASHBSM-MMC 拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)示意圖，由交流側(cè)、換流器和直流側(cè)組成。
圖2 MMC 結(jié)構(gòu)示意圖Fig.2 Topology of MMC
換流器總共有3 個相橋臂， 每一個相橋臂包含上、下兩個橋臂，每一個橋臂由N 個正向串聯(lián)的ASHBSM 子模塊和電感L 組成。相橋臂的交流輸入端對應(yīng)上、下兩個橋臂電感的連接點。系統(tǒng)正常運行時，每個時刻，上、下橋臂投入的子模塊數(shù)量之和必須為N，以保證直流側(cè)電壓的恒定，即：
式中：UC子模塊電容的額定電壓；Udc為直流側(cè)電壓。
故障發(fā)生后的數(shù)毫秒時間內(nèi)，MMC 中所有的子模塊就會進(jìn)入閉鎖狀態(tài)。 根據(jù)Ism的正負(fù)，ASHBSM 存在兩種閉鎖狀態(tài)，如圖3 所示。 對應(yīng)基于ASHBSM 的MMC 拓?fù)涞墓收想娏鞯戎惦娐贩謨煞N情況進(jìn)行分析。
圖3 故障閉鎖后ASHBSM 電流方向Fig.3 AHBSM current direction after fault locking
由圖3 可知，當(dāng)Ism>0 時，故障電流從子模塊的s 端流入，經(jīng)過二極管D1，D3，D6，D8和電容C1，C2后， 從m 端流出。 因此， 在基于ASHBSM 的MMC 拓?fù)涞墓收系戎惦娐分校梢杂枚O管和電容的串聯(lián)來等效代替ASHBSM。以AB 兩相為例，閉鎖后系統(tǒng)故障等效電路如圖4 所示。圖中：UAB為A，B 兩相之間的線電壓；Z 為回路中的等效阻抗；等效二極管數(shù)目為8 N；等效電容電壓為4 NUC；N 為MMC 每個橋臂中ASHBSM 的個數(shù)。
圖4 閉鎖后系統(tǒng)故障等效電路圖（Ism＞0）Fig.4 System fault equivalent circuit diagram after locking（Ism＞0）
根據(jù)基爾霍夫電壓定律， 可以得到回路的電壓方程為
由式（3）可知，回路中的二極管將會因為承受反向電壓而截止， 阻斷交流側(cè)向短路點饋入短路電流。 因為式（3）的分子小于0，分母大于0，分子中不包含變量N，所以無論N 為多少，故障電流都能被阻斷，因此本文提出的ASHBSM 在子模塊中電流大于0，可以實現(xiàn)直流側(cè)故障的自清除。
當(dāng)Ism<0， 故障電流從子模塊的m 端流入，經(jīng)過二極管D5，D4，D2和電容C1，C2后，從s 端流出。因此， 在基于ASHBSM 的MMC 拓?fù)涞墓收系戎惦娐分锌梢杂枚O管和電容的串聯(lián)來等效代替ASHBSM。 以AB 兩相為例，閉鎖后系統(tǒng)故障等效電路如圖5 所示。
圖5 閉鎖后系統(tǒng)故障等效電路圖（Ism<0）Fig.5 System fault equivalent circuit diagram after locking（Ism<0）
圖中：等效二極管數(shù)目為6N，等效電容電壓為4NUC。
根據(jù)基爾霍夫電壓定律， 可以得到回路的電壓方程為
因為式（5）的分子小于0，分母大于0，分子中不包含變量N，所以無論N 為多少，故障電流都能被阻斷。因此本文提出的ASHBSM 在子模塊中電流小于0，同樣可以實現(xiàn)直流側(cè)故障的自清除。
由前面分析可得，二極管兩端的電壓等于A，B 兩相之間的線電壓減去回路中的等效電容電壓和等效阻抗兩端的電壓， 再除以回路中二極管的數(shù)量。 圖4，5 就只有二極管數(shù)量有區(qū)別，因此，本文提出的ASHBSM 在子模塊中電流小于0，同樣可以實現(xiàn)直流側(cè)故障的自清除。
2 混合型MMC 系統(tǒng)設(shè)計
由表1 可知， 在系統(tǒng)正常運行時，T3和T6一直處于導(dǎo)通狀態(tài)，子模塊的運行損耗較高。 因此，為了降低系統(tǒng)的運行損耗，同時也為了減小MMC的造價成本，本文提出一種半橋子模塊與ASHBSM 級聯(lián)的混合型MMC。 在保證最大運行經(jīng)濟和最小造價成本的同時， 還得保證該混合型MMC具有直流側(cè)故障的自阻斷能力， 須根據(jù)直流側(cè)故障下系統(tǒng)的等效電路圖， 確定MMC 每一個橋臂中半橋子模塊與ASHBSM 的一個最佳比例。假定每一個橋臂中ASHBSM 的個數(shù)為P，半橋子模塊的個數(shù)為N-P。
當(dāng)直流側(cè)發(fā)生短路故障后， 在幾毫秒后子模塊進(jìn)入閉鎖狀態(tài)。 由前面分析可知， 當(dāng)Ism>0 時，ASHBSM 可以等效為2 個電容與4 個二極管的串聯(lián)。當(dāng)Ism<0 時，ASHBSM 可以等效為2 個電容與3個二極管的串聯(lián)。 半橋子模塊也存在2 種等效情況，當(dāng)Ism>0 可以等效為1 個二極管和一個電容的串聯(lián)，當(dāng)Ism<0 可以等效為1 個續(xù)流二極管。
當(dāng)直流側(cè)發(fā)生故障后，換流器閉鎖，系統(tǒng)故障回路中， 二極管兩端的電壓等于交流側(cè)的線電壓減去回路中的等效電容電壓和回路中的等效阻抗兩端的電壓，再除以二極管的數(shù)量。ASHBSM 的2種等效電路只有二極管數(shù)量有區(qū)別， 其他完全一樣，當(dāng)半橋子模塊Ism>0 有等效電容，而Ism<0 沒有等效電容。 因此需要分析Ism<0 來確定每個橋臂中所需ASHBSM 的最小數(shù)量。 以AB 兩相為例，閉鎖后系統(tǒng)故障故障等效電路如圖6 所示。圖中：等效二極管數(shù)目為4N+2P；等效電容電壓為4PUC。
圖6 閉鎖后混合系統(tǒng)故障等效電路圖Fig.6 Fault-equivalent circuit diagram of hybrid system after locking
3 耐壓性與經(jīng)濟性分析
3.1 耐壓性
器件兩端電壓情況主要從系統(tǒng)正常運行到換流器閉鎖前和換流器閉鎖后兩種情況進(jìn)行分析。由圖1 和表1 可知， 系統(tǒng)正常運行到換流器閉鎖前，T3和T6兩端電壓一直為0。 D3和D8兩端電壓一直為0。D5兩端的電壓一直為1 個電容電壓。D7串聯(lián)子模塊的兩個電容， 當(dāng)子模塊的1 個電容投入運行時，D7兩端電壓為1 個電容電壓。 當(dāng)子模塊的2 個電容投入運行時，D7兩端電壓為2 個電容電壓的和， 所以正常運行時，D5和D7均被阻斷，無電流通過。 ASHBSM 子模塊中的2 個半橋子模塊，因為運行時，上下管都是處于交替導(dǎo)通狀態(tài)， 因此T1，T2，T4，T5，D1，D2，D6和D7承受的最大電壓都為1 個子電容電壓。
當(dāng)直流側(cè)發(fā)生故障， 換流器閉鎖后。 由圖3（a） 可知，Ism>0 時與正常運行時的電流路徑完全一樣，各器件兩端承受的電壓與正常運行時一樣。由圖3（b）可知：當(dāng)Ism<0，T3和D3，T1，D1，T6和D8兩端的電壓為1 個電容電壓；T4，D6，T5和D7兩端的電壓為0.5 倍電容電壓；T2，D2，D4和D5兩端電壓為0。 從圖3 可以看出：當(dāng)Ism>0，故障電流通過二 極 管D1，D3，D6，D8對 電 容C1，C2進(jìn) 行 充 電；當(dāng)Ism<0， 故障電流通過二極管D5，D4，D2對電容C1，C2進(jìn)行充電。 當(dāng)回路中的所有電容電壓之和大于交流側(cè)線電壓時，二極管將承受反向電壓而截止，從而阻斷故障電流，避免了像逆阻型半橋子模塊通過下管IGBT 直接開斷故障電流， 防止下管IGBT 出現(xiàn)過電壓。
3.2 經(jīng)濟性
MMC 成本須從造價和控制兩方面進(jìn)行考慮。造價成本方面，表2 以單個橋臂為例，忽略成本遠(yuǎn)低于IGBT 的二極管和電容， 比較半橋子模塊（HBSM）、全橋子模塊（FBSM）、鉗位型雙子模塊（CDSM）、 逆 阻 型 半 橋 子 模 塊 （RB-HBSM），ASHBSM 在輸出相同電壓值下所需不同耐壓值的IGBT 數(shù)量。
表2 不同拓?fù)渥幽K的MMC 單橋臂所需IGBT 個數(shù)Table 2 Number of IGBT required for MMC single bridge arm of different topological submodules
由表2 可知，HBSM 不具備故障自清除能力，F(xiàn)BSM，CDSM，RB-HBSM 和ASHBSM 具備故障自清除能力。 從所需不同耐壓值的IGBT 數(shù)量上看，ASHBSM 所需IGBT 數(shù)量比FBSM 少N 個，比CDSM 多0.5N 個，與RB-HBSM 相等，但從IGBT的耐壓值來看，ASHBSM 和CDSM 中的IGBT 耐壓值都為UC，RB-HBSM 中有N 個耐壓值為2UC的IGBT。 從故障自阻斷能力強弱來看，由圖3 可知，ASHBSM 在閉鎖后， 子模塊中的每一個電容都參與了故障電流的阻斷， 其阻斷能力與FBSM和RB-HSBM 相同，CDSM 中只有一半的電容參與了故障電流的阻斷， 其故障阻斷能力比ASHBSM 較弱， 在系統(tǒng)參數(shù)相同的混合型MMC中， 每一個橋臂所需ASHBSM 的數(shù)量將小于CDSM 的數(shù)量，大大減小了其MMC 中IGBT 的數(shù)量。 因此ASHBSM 與FBSM，CDSM 和RB-HBSM相比，ASHBSM 的造價成本較小。
控制成本方面，在眾多子模塊的控制方案中，HBSM 的控制最為簡單和成熟。由表1 可知，正常運行時，ASHBSM 中的T3和T6一直處于導(dǎo)通狀態(tài)，由圖1 可知，ASHBSM 中的兩個半橋子模塊是串聯(lián)的，因此ASHBSM 可以采用HBSM 的控制方案， 但FBSM 和CDSM 正常運行時， 控制比較復(fù)雜，不能采用HBSM 的控制方案，因此ASHBSM與FBSM 和CDSM 相比，大大節(jié)省了控制成本。本文的ASHBSM 仍具有一定經(jīng)濟性。
4 仿真分析
4.1 仿真算例參數(shù)
為了驗證本文所提ASHBSM 拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的直流故障阻斷能力， 在PSCAD/EMTDC 仿真平臺中搭建混合型21 電平雙端MMC-HVDC 仿真算例，輸送功率為30 MW，直流側(cè)電壓為60 kV，采用冒泡排序算法的子模塊均壓策略和最近電平逼近調(diào)制策略來維持直流側(cè)電壓的恒定。 模型的具體相關(guān)參數(shù)如表3 所示。 仿真結(jié)構(gòu)如圖7 所示。
表3 系統(tǒng)參數(shù)Table 3 System parameters
圖7 兩端MMC-HVDC 仿真結(jié)構(gòu)圖Fig.7 MMC-HVDC simulation structure diagram at both ends
本文對MMC-HVDC 的極間短路故障和單極接地故障進(jìn)行驗證和分析， 因為受仿真環(huán)境和速度的影響，所搭建的仿真模型為21 電平且系統(tǒng)容量相對較小， 受模型電平數(shù)限制電壓電流波形有較小的諧波， 但其結(jié)論仍適用于電平數(shù)多和容量大的系統(tǒng)。
4.2 極間短路故障分析
設(shè)置二組對照仿真， 一組采用逆阻型半橋子模塊 （RB-HBSM）， 另一組采用前文所描述的ASHBSM 和半橋子模塊的混合。 這二組仿真除了子模塊內(nèi)部的差異，其他參數(shù)完全相同。系統(tǒng)穩(wěn)定運行后， 二組仿真設(shè)置1 s 時直流側(cè)發(fā)生永久極間短路故障， 考慮實際系統(tǒng)故障檢測時間一般很短，故障檢測時間設(shè)置在1.001 s，在1.001 s 系統(tǒng)閉鎖所有IGBT 的觸發(fā)信號。 ASHBSM 中各個IGBT、二極管兩端的電壓波形如圖8 所示。
圖8 ASHBSM 器件耐壓仿真圖Fig.8 Simulation diagram of ASHBSM device withstand voltage
由圖8 可知： 正常工作時，T1，T2，T4，T5根據(jù)IGBT 的導(dǎo)通情況，輪流承受電容電壓UC；T3和T6一直處于導(dǎo)通狀態(tài)， 兩端電壓為0 kV；D5兩端電壓一直為1 倍UC。 當(dāng)子模塊的一個電容投入運行時，D7兩端電壓為1 倍UC； 當(dāng)子模塊的兩個電容投入運行時，D7兩端電壓為2 倍UC。 由仿真分析結(jié)果可知， 直流側(cè)發(fā)生短路故障后， 子模塊中的IGBT 兩端電壓都小于或等于電容電壓UC。 因此，驗證前面對子模塊各器件的耐壓分析是正確的。
系統(tǒng)發(fā)生極間短路故障時，RB-HBSMMMC，ASHBSM 與半橋子模塊的混合型MMC 直流側(cè)故障自清除仿真結(jié)果如圖9 所示。
圖9 ASHBSM 永久極間短路故障仿真圖Fig.9 Simulation of ASHBSM permanent inter pole short circuit fault
由圖9（a）知，系統(tǒng)穩(wěn)定后，直流電流為0.5 kA， 在1 s 發(fā)生故障后， 故障電流迅速增大，在1.001 s 換流器閉鎖后， 故障電流形成一個從3.2 kA 到0 kA 的突變， 橋臂電感兩端會產(chǎn)生一個很大的電壓加在回路中子模塊下管IGBT 的兩端，造成IGBT 的損毀。 由圖9（b）可知，系統(tǒng)穩(wěn)定后，直流電流為0.5 kA，換流器閉鎖前，交流側(cè)和子模塊電容共同向短路點提供短路電流， 直流電流迅速上升，0.01 s 內(nèi)上升到3.2 kA，1.001 s 時， 換流器閉鎖，子模塊的電容被串聯(lián)到故障回路中，故障回路中的二極管因承受反向電壓而截止， 故障電流迅速被阻斷，直流電流在很短時間內(nèi)衰減為0。由圖9（c）可知子模塊電容電壓在直流側(cè)發(fā)生故障后， 電容向短路點提供短路電流， 電容電壓下降，在1.001 s 時，換流器閉鎖，故障電流給電容充電，電容電壓上升。由圖9（d）可知在故障發(fā)生前，直流側(cè)電壓為60 kV，故障發(fā)生后，直流側(cè)電壓降為0。
在本文提出的ASHBSM 系統(tǒng)中，當(dāng)直流側(cè)發(fā)生故障時， 都可以通過閉鎖換流器來阻斷故障電流，達(dá)到故障自清除的目的。
5 結(jié)論
MMC 是大規(guī)模風(fēng)電、光伏集中送出系統(tǒng)中的關(guān)鍵設(shè)備。 本文提出了一種新型MMC 子模塊拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)（ASHBSM），解決了傳統(tǒng)半橋子模塊不具備直流故障自清除的能力、逆阻半橋子模塊MMC閉鎖后橋臂電感的放電、 部分子模塊直流側(cè)故障自清除能力不強的問題。在此基礎(chǔ)上，為兼具故障自清除與低損耗的特點，提出ASHBSM 與半橋子模塊混合的新型MMC，仿真結(jié)果證明混合設(shè)計的MMC 能夠快速有效清除故障電流。考慮ASHBSM中的二極管、IGBT 的耐壓值小， 子模塊可以采用HBSM 的控制方案， 改進(jìn)子模塊的混合MMC 具有很好的經(jīng)濟性，有較好的應(yīng)用前景。
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