考慮電能質量優化的模塊化固態變壓器及控制策略研究

楊紅品， 袁 至， 王維慶， 何 山， 劉麗莉

（新疆大學 可再生能源發電與并網控制教育部工程研究中心， 新疆 烏魯木齊 830047）

0 引言

風電、 光伏等可再生能源接入配電網需要使用大量電力電子器件， 這導致大量諧波注入電力系統以及電網電流出現三相不平衡[1]，[2]，同時配電網中由于短路故障、 負荷不對稱等造成電網電壓三相不平衡，導致電流質量進一步惡化[3]。 目前，常見電能質量治理手段是采用DVR，APF，UPQC等附加裝置[4]～[6]， 但這些設備都基于補償原理實現，治理存在滯后性[7]，也增加了投入成本。 新型智能化的固態變壓器，集電氣隔離、電壓變換、潮流控制、無功補償等功能于一體[8]，具備隔離多種故障的能力， 被認為是優化配電網電能質量行之有效的技術手段。

近年， 固態變壓器因其具備隔離多種故障的能力而備受關注[8]。 文獻[9]提出一種固態變壓器優化微網電壓質量的控制策略， 可有效抑制諧波負荷。 文獻[10]～[12]中單相級聯H 橋型固態變壓器的輸出級采用主從逆變器控制方式， 以提升帶不平衡負載與非線性負載運行的能力， 有效隔離了輸出側與輸入側之間的電能質量問題。 文獻[13]，[14]研究了三相級聯H 橋型固態變壓器，可有效抑制電壓三相不平衡。文獻[15]研究了級聯H 橋型固態變壓器輸入側電壓暫降時，輸出側仍能保持良好的電能質量。文獻[16]提出用級聯H 橋型固態變壓器治理配電網電能質量的方法，可有效抑制網側電壓暫降、突升，隔離諧波污染等電能質量問題。 文獻[17]將典型AC/DC/AC 拓撲的固態變壓器用于交直流混合微網，有效隔離了網側諧波、電壓三相不平衡、電壓暫降對輸出側電能質量的影響，但未對網側電流質量進行優化， 且該拓撲實際耐壓能力有限。在拓撲結構方面，現有研究的固態變壓器大多基于級聯H 橋型，該類型的固態變壓器無公共中高壓直流母線， 輸出直流電壓中存在低頻波動， 必須增加濾波裝置才能提升直流電壓質量。此外，使用大量的高頻變壓器導致功率密度降低[18]。文獻[18]首次提出基于模塊化多電平換流器（Modular Multilevel Converter，MMC）的模塊化固態變壓器拓撲， 不僅所需濾波裝置與高頻變壓器數量少，而且具備中、低壓直流母線，在配電網中頗具優勢。 文獻[19]驗證了基于MMC 的固態變壓器對網側電壓突變與三相不平衡的隔離能力， 但研究未涉及網側諧波治理以及未對電流質量進行優化。

本文采用基于MMC 的模塊化固態變壓器對三相不平衡與諧波進行治理， 考慮到傳統方式分離正、 負序分量需要進行復雜的計算以及鎖相環所引入的延遲， 提出一種基于改進瞬時對稱分量法電流分序控制（Instantaneous Symmetrical Component-Current Sequence Control，ISC-CSC） 的輸入級控制策略，在MATLAB/simulink 中建立系統模型， 對網側電壓不平衡、 諧波污染進行仿真測試。與傳統控制方式相比，所提方案的仿真結果提升了網側電流質量與直流母線電壓質量， 同時能有效抑制功率中的二倍頻波動，驗證了所提ISCCSC 方式控制模塊化固態變壓器優化電能質量問題的優越性。

1 系統拓撲架構

本文所研究的模塊化固態變壓器由輸入級、隔離級、輸出級3 部分構成，如圖1 所示。

圖1 模塊化固態變壓器拓撲結構與系統架構Fig.1 Circuit topology of modular solid-state transformer and system architecture

輸入級通過MMC 將中壓交流轉換為中壓直流向后兩級供電， 由于MMC 的各子模塊的連接方式為串聯結構， 便于向不同電壓等級拓展，還可以通過設置無功參考量，控制網側按給定功率因數運行。 隔離級的多個DC-DC 變換器通過輸入串聯輸出并聯 （Input Series Output Parallel，ISOP）[20]的連接方式實現了電氣隔離和電壓變換。MMC 輸出的10 kV 中壓直流首先被各DC-DC 變換器的輸入側均分， 然后通過各個DC-DC 變換器內部的單相全控橋逆變器被調制成750 V 低壓直流母線，分布式風電、光伏等可再生能源經此直流母線并網可節約大量設備，且不用考慮交流并網時的同步問題。

輸出級交流部分由三相逆變器與LC 濾波電路組成，將隔離級輸出的低壓直流逆變為穩定的380 V 工頻交流，向低壓負荷供電；直流部分為雙向Buck-Boost 變換電路，用于降低750 V 直流電壓向400 V 低壓直流負載供電。

2 控制策略設計

2.1 輸入級控制策略設計

圖2 為模塊化固態變壓器的輸入級等效電路。 每個橋臂上的所有半橋子模塊可以等效為一個工頻電壓源。

圖2 輸入級等效電路Fig.2 Equivalent circuit of input stage

其中：uK，iK（K=a，b，c）分別為電網三相電壓和電流；uKp，uKn和iKp，iKn分別為MMC 各相上、下橋臂電壓和電流；La為橋臂電感；Ls為網側濾波電感；Rs為網側電阻；Udc為MMC 輸出的直流電壓。

2.1.2 輸入級控制策略

輸入級輸出直流電壓質量直接決定了后兩級的電能質量。傳統的輸入級采用直流電壓外環、電網電流內環控制，為減少電流dq 軸間的動態相互影響和提升快速響應能力， 電流內環采用前饋解耦控制。 但這種控制未考慮系統發生三相不對稱故障時的運行情況， 當系統電壓出現三相不平衡時， 負序分量導致直流電壓出現二倍頻分量以及輸入電流突增，其增幅取決于三相電壓不平衡度，若是接地故障導致的電壓三相不平衡， 則電流幅值可能會突增數倍，甚至危及開關器件安全[23]，[24]?？紤]到網側電壓三相不平衡運行情況下傳統雙環控制方式的不足，本文提出一種ISC-CSC 方式的

由于式中電流d，q 軸分量之間存在耦合項，因此，本文采用PI 控制器對其進行解耦，輸出控制變量為

式中：Kpc，Kic分別為電流內環的比例、積分系數。

MMC 采用基于載波移相調制技術（Carrier Phase Shift Pulse Width Modulation，CPS-PWM）[25]的電容電壓均衡控制， 輸入級控制如圖3 所示。

圖3 輸入級控制策略Fig.3 Input stage control strategy

為抑制不平衡時系統負序電流對電力電子器件的影響，設置負序電流的d，q 軸參考值為0，當系統電壓未出現三相不平衡時，負序電流環控制無作用，此時仍為傳統控制，若出現電壓三相不平衡，則負序電流環迅速投入控制。 諧波治理原理如圖4 所示。

圖4 諧波分析原理圖Fig.4 Schematic diagram of harmonic analysis

當系統受諧波污染時，網側電流由基波與諧波成分構成，電流可以表示為

由于諧波與基波頻率不等， 導致疊加后不同時刻的三相電流相量的幅值不再是穩定值， 出現三相電流不對稱，即當電流受到低次諧波污染時，相當于不平衡工況的一種特殊方式。此時，對其進行不平衡控制即可實現諧波治理，諧波幅值越大，則治理效果越明顯。

2.2 隔離級控制策略

隔離級一次側H 橋采用占空比為50%的互補觸發脈沖開環控制， 考慮到隔離級的各個高頻變壓器可能存在參數不匹配、 并聯的直流電壓不相等引起的功率分配不均衡，而產生環流，隔離級二次側H 橋采用雙環控制策略，如圖5 所示。

圖5 隔離級控制策略Fig.5 Isolation stage control strategy

2.3 輸出級控制策略

模塊化固態變壓器的輸出級交流端口由三相逆變器和LC 濾波電路構成，本文采用三相全橋逆變器輸出電壓和濾波電感電流相結合的雙環解耦控制，有較好的限流能力和動態響應性能[26]，[27]。 同時，為了提高抗負載擾動的能力，將負載電壓uL電流iL的d，q 軸分量前饋補償到控制系統中， 實現了負載擾動時電壓電流快速調整。 雙閉環控制器均采用PI 解耦，輸出級整體控制如圖6 所示。

圖6 輸出級控制策略Fig.6 Output stage control strategy

3 仿真和結果分析

針對配電網中的三相不平衡、非全相運行、諧波污染等電能質量問題， 基于MATLAB/simulink搭建了圖1 的系統仿真模型， 分析模塊化固態變壓器對各指標改善的效果。 設置網側交流電壓有效值為5 kV，中壓直流母線電壓參考值為10 kV，低壓直流母線電壓為750 V，交流輸出電壓為380 V，直流輸出電壓為400 V，MMC 半橋子模塊數量為10，其余仿真參數如表1 所示。

表1 主要仿真參數Table 1 Main simulation parameters

3.1 網側電壓不平衡試驗

為驗證在網側電壓三相不平衡工況下， 本文所提ISC-CSC 控制的模塊化固態變壓器對電能質量的優化效果，為了不失一般性，以單相瞬時接地故障造成的網側電壓三相不平衡為例進行分析。 0.25 s 時網側a 相發生電阻性接地，接地電阻為4 Ω，網側電壓出現三相不平衡，故障相電壓幅值跌落至穩態值的89%， 由于中性點直接接地，非故障相電壓仍為穩態值，0.3 s 時故障切除；0.35 s 時a 相經0.5 Ω 電阻接地，故障相電壓幅值跌落至穩態值的50%，0.4 s 時恢復正常運行狀態；0.45 s 時網側a 相經0.01 Ω 電阻接地， 故障相電壓幅值跌落至穩態值的2%，0.5 s 時故障切除，整個過程中網側電壓變化波形如圖7 所示。傳統PI 控制的仿真波形[19]如圖8 所示。 本文所提策略的仿真波形如圖9 所示。

圖7 網側電壓變化波形Fig.7 Voltage variation waveform at grid side

圖8 傳統控制仿真波形Fig.8 Simulation waveform of traditional control

圖9 ISC-CSC 仿真波形Fig.9 Simulation waveform of ISC-CSC

由圖8 可知，當輸入側發生單相接地故障時，網側電壓出現三相不平衡，由于傳統PI 控制未對負序電流進行抑制，電流出現嚴重的三相不平衡，尤其在0.45～0.5 s 時，a 相經0.01 Ω 電阻接地，此時電流的幅值與相位均存在較為嚴重的三相不平衡故障， 造成電流迅速上升， 必將增加損耗與發熱，這可能致使輸入級的IGBT 燒損，同時，三相不平衡電流會增加電網線路損耗，降低電能質量。在瞬時接地故障導致的電壓三相不平衡工況下，本文控制策略下電流仍可維持三相平衡， 故障切除后電流迅速恢復穩態值， 有效解決了瞬時單相接地故障導致的不平衡問題。 網側電壓三相不平衡時， 中壓直流母線與功率波形中均出現二倍頻波動。 而在本文ISC-CSC 方式下，電流三相不平衡得到了有效抑制， 消除了中壓直流母線以及降低了功率波形中的二倍頻分量。 由于固態變壓器中間直流環節的解耦作用， 實現了故障在輸入級與輸出級之間的隔離。

3.2 網側諧波治理試驗

圖10 為網側諧波污染時的仿真工況，0.25 s時網側電壓中注入幅值為0.1 p.u.、相位為-20°的5次正序諧波分量，0.3 s 消除諧波，0.35 s 時注入幅值為0.1 p.u.、 相位為30°的7 次正序諧波分量，0.4 s 消除諧波，0.45 s 時注入幅值為0.2 p.u.、相位為30 °的5 次正序諧波分量與幅值為0.15 p.u.、相位為30°的7 次負序諧波，持續時間0.05 s。 與圖11 的傳統PI 控制比較，本文ISC-CSC 方式控制的模塊化固態變壓器， 對電能質量的優化效果如圖12 所示。

圖10 輸入電壓波形Fig.10 Input voltage waveform on grid side

圖11 傳統控制仿真波形Fig.11 Simulation waveform of traditional control

圖12 ISC-CSC 仿真波形Fig.12 Simulation waveform of ISC-CSC

對比圖11（a）與圖12（a）可知：在0.25 s 時電壓中注入5 次諧波， 經FFT 分析， 電壓THD 為9.12%，此時在傳統控制下的電流出現諧波污染，THD 為51.1%，而在本文控制方式下的電流仍保持較高的質量，THD 僅為5.18%；0.35 s 時電壓中注入7 次諧波，電壓THD 為9.13%，傳統PI 控制下電流THD 為52.56%， 而在本文ISC-CSC 控制下電流THD 僅為4.91%；0.45 s 時電壓諧波污染增 加， 同 時 注 入5，7 次 諧 波， 電 壓THD 為22.78%， 此時, 傳統控制下電流諧波污染嚴重，THD 高達168.62%，而本文ISC-CSC 方式下THD僅為10.44%， 有效降低了電流諧波。 對比圖11（b），（c）與圖12（b），（c）可知，在電網諧波污染時，本文ISC-CSC 方式下的直流電壓波動略小于傳統控制， 功率波動幅度則遠小于傳統控制。 此外，由于直流母線電壓被控制在允許的范圍內，此時輸出交直流配電保持良好的供電質量。

在整個仿真過程中， 兩種控制方式下的輸出側低壓交流負載端口與直流負載端口均保持較好的電能質量， 這是由固態變壓器本身的特性所決定的。經過中間直流環節解耦，即可實現輸入與輸出端的故障隔離， 但在模塊化固態變壓器的傳統控制方式下的電能質量優化， 僅考慮到自身優勢決定的三相不平衡故障、諧波污染問題的隔離，并未真正涉及到對配電網電能質量的治理。 而在本文的ISC-CSC 方式下， 不僅可以實現故障隔離，同時可以對配電網電能質量進行治理， 在電壓三相不平衡、諧波污染工況下提升了網側電流質量，對中壓直流母線電壓質量也有一定提升。

4 結論

本文提出了一種ISC-CSC 輸入級控制策略，并建立MATLAB/simulink 模型進行仿真測試，通過與固態變壓器的傳統控制方式進行比較， 得出以下結論。

①所提方案不僅能隔離網側電壓三相不平衡與諧波污染對負載側的影響， 同時也具備較強的治理能力， 與傳統控制方式下的模塊化固態變壓器相比較，ISC-CSC 策略降低了網側電流三相不平衡度與電流總諧波畸變率。 ②當網側電壓發生三相不平衡與諧波污染時， 所提控制方式能消除模塊化固態變壓器直流母線電壓中的二倍頻分量，降低功率中的二倍頻分量波動幅度。