基于改進型降階觀測器的永磁直驅(qū)伺服電動機轉(zhuǎn)矩擾動抑制策略

卜飛飛 郭子韜 顧毅君 軒富強 秦海鴻

基于改進型降階觀測器的永磁直驅(qū)伺服電動機轉(zhuǎn)矩擾動抑制策略

卜飛飛1郭子韜1顧毅君2軒富強1秦海鴻1

（1. 南京航空航天大學自動化學院 南京 211106 2. 中國船舶重工集團公司第七二四研究所 南京 211106）

由于永磁直驅(qū)電機的直驅(qū)特性，電機轉(zhuǎn)速平穩(wěn)性受轉(zhuǎn)矩擾動影響大，低速運行時受齒槽轉(zhuǎn)矩影響，電機轉(zhuǎn)速波動劇烈。該文分析傳統(tǒng)比例積分速度控制方法無法兼顧跟蹤性能和抗擾性能的缺點。為此引入傳統(tǒng)降階狀態(tài)觀測器，對轉(zhuǎn)矩擾動進行估計和前饋補償；分析系統(tǒng)擾動轉(zhuǎn)矩到真實轉(zhuǎn)矩之間傳遞函數(shù)的伯德圖及鋸齒波響應，根據(jù)零極點對消原則對傳遞函數(shù)進行期望設(shè)計，引入微分環(huán)節(jié)對傳統(tǒng)降階觀測器進行改進，給出改進觀測器的鋸齒波響應并證明其補償響應速度的提升，提出基于引入微分模塊的降階觀測器前饋補償方法。搭建永磁直驅(qū)伺服電動機擾動抑制實驗平臺，通過仿真和實驗驗證改進的降階觀測器對補償諧振的抑制具有良好性能，且抗擾動能力更強，實現(xiàn)較大擾動低速下的穩(wěn)定運行。

降階觀測器 永磁伺服電動機 直接驅(qū)動 轉(zhuǎn)矩擾動抑制

0 引言

永磁同步電機（Permanent Magnet Synchronous Motor, PMSM）具有功率密度大、功率因數(shù)高、起動轉(zhuǎn)矩大、過載能力強、響應快、效率高等優(yōu)點，在伺服驅(qū)動等眾多領(lǐng)域得到了廣泛應用[1-2]。傳統(tǒng)伺服系統(tǒng)中的執(zhí)行機構(gòu)包含大量如齒輪、皮帶等傳動機構(gòu)，這些機構(gòu)的存在，使得伺服系統(tǒng)效率降低，中間傳動環(huán)節(jié)的彈性形變，傳動機構(gòu)間隙會造成伺服系統(tǒng)控制精度下降[3-4]。為解決上述問題，直接驅(qū)動技術(shù)應運而生，通過將負載和電機軸直接相連，取消伺服系統(tǒng)中的傳動機構(gòu)，避免了減速機彈性形變、傳動誤差和組件摩擦的影響，使伺服系統(tǒng)能夠擁有更高的定位精度、效率和響應能力，降低了振動噪聲和維護成本[5]。但由于直驅(qū)伺服電動機軸和負載直接相連，外部擾動直接傳遞到電機本身導致電機對擾動更加敏感，使伺服系統(tǒng)精度和性能降低[5]。電機本身的齒槽轉(zhuǎn)矩、高次電流諧波、磁阻效應等造成的輸出擾動會直接作用在負載上，影響系統(tǒng)性能[6]。在低速工況下，齒槽轉(zhuǎn)矩、摩擦轉(zhuǎn)矩等擾動會表現(xiàn)出更低的頻率，由于電機本身具有低通濾波器特性[7]，對低頻擾動抑制能力差，所以上述問題帶來的影響更加明顯[8]。

國內(nèi)外眾多學者通過改進控制算法，對電機擾動進行抑制，典型的有滑模控制、比例諧振控制、重復控制、迭代學習控制、自適應控制、自抗擾控制、魯棒控制、觀測器法等。文獻[8]提出了一種改進型的滑模控制策略，但由于滑模控制本身存在抖振現(xiàn)象，電機無法避免的會有抖動[9]。自適應控制通常是自調(diào)整系統(tǒng)的控制器參數(shù)，文獻[10]設(shè)計了一種模型參考自適應速度控制器，通過自調(diào)整補償項參數(shù)對不確定擾動進行補償，但是模型的高階項增加了計算負擔。重復控制針對周期性擾動有較好的抑制效果，但用在速度環(huán)中可能會因為電流環(huán)延時和速度測量延時使高頻的相位裕度小于零，進而帶來不穩(wěn)定的風險[11]。文獻[12]提出通過閉環(huán)迭代學習補償系統(tǒng)的非線性，但迭代學習控制在抑制非周期性擾動時可能反而會有放大擾動的效果[13]。且文獻[12]是基于對象模型和擾動模型已知條件下設(shè)計，而在實際應用中擾動頻率經(jīng)常發(fā)生變化，無法提前預知所有的擾動信息。魯棒控制的常用方法之一是∞控制[14]，但是該方法往往對計算能力要求較高，需要較大的運算資源，甚至一些方案還停留在仿真階段，在工程中應用有一定困難。采用觀測器對擾動轉(zhuǎn)矩進行前饋補償，對周期性擾動和非周期性擾動均有一定的抑制效果，能夠?qū)崟r觀測實際運行中電機受到的時變且難以預測的擾動，無需提前預知擾動信息，而且實現(xiàn)簡單，對計算資源需求不高，在工程中也更加適用。

文獻[15]通過全階觀測器觀測出位置、轉(zhuǎn)速和轉(zhuǎn)矩，并對估計轉(zhuǎn)矩進行前饋。但對于永磁電機的速度控制來說，往往不需要觀測所有的狀態(tài)變量，可通過降階[16]對全階觀測器進行簡化，只觀測轉(zhuǎn)速和轉(zhuǎn)矩，而且抗干擾能力并未減弱，可調(diào)整參數(shù)減少，易于實現(xiàn)。但傳統(tǒng)降階觀測器對擾動的觀測存在滯后[17]，對突變的擾動跟隨效果較差，在對周期性擾動進行補償時會出現(xiàn)周期性的抖動（這種出現(xiàn)周期性抖動的現(xiàn)象后文稱：補償諧振）。為此，本文對傳統(tǒng)降階觀測器進行改進，以實現(xiàn)低速運行時補償諧振的抑制。

本文首先分析了基于傳統(tǒng)PI調(diào)節(jié)器的矢量控制策略，說明了其擾動抑制性能和跟隨性能之間存在的矛盾，然后推導了傳統(tǒng)降階觀測器模型，并分析了傳統(tǒng)降階觀測器進行擾動補償時出現(xiàn)低速補償諧振現(xiàn)象的機理。在此基礎(chǔ)上提出了一種改進型的降階觀測器，通過引入微分環(huán)節(jié)來提高觀測器的補償響應速度，再將其觀測值前饋至電流環(huán)輸入實現(xiàn)對擾動轉(zhuǎn)矩的補償，并理論分析了改進型降階觀測器抑制補償諧振的原理，最后通過仿真和實驗驗證了所提策略的有效性。

1 基于傳統(tǒng)PI調(diào)節(jié)器的矢量控制缺點

永磁同步電機在dq坐標系下的模型為

式中，d、q分別為d、q軸電壓；d、q分別為d、q軸電流；s為定子繞組每相電阻；d、q分別為d、q軸電感；n為極對數(shù)；f為永磁體磁鏈；為轉(zhuǎn)子角速度。

機械運動方程為

式中，為轉(zhuǎn)動慣量；a為阻力系數(shù)；e為電磁轉(zhuǎn)矩；L為負載轉(zhuǎn)矩。

本文中采用d0的控制方法，其控制結(jié)構(gòu)如圖1所示。由于速度環(huán)變化速度遠小于電流環(huán)的調(diào)節(jié)速度，在分析速度環(huán)路時將電流環(huán)等效為一階純慣性環(huán)節(jié)。圖2給出了典型的速度環(huán)結(jié)構(gòu)。

圖1 永磁同步電機id=0矢量控制結(jié)構(gòu)框圖

圖2 速度環(huán)結(jié)構(gòu)

為分析跟隨特性，將電流環(huán)的傳遞函數(shù)等效為“1”，可以得到速度環(huán)的閉環(huán)傳遞函數(shù)為

式中，d為擾動轉(zhuǎn)矩；PI()為靈敏度函數(shù)，是擾動經(jīng)控制對象輸出后與實際轉(zhuǎn)速之間的傳遞函數(shù)[18-19]，用來分析傳統(tǒng)控制策略下轉(zhuǎn)矩擾動與由其產(chǎn)生的速度波動之間的增益關(guān)系。

圖3描述了跟隨性和抗干擾性之間的矛盾，a、b、c、d代表i/p的不同取值（i/p滿足d＞c＞b＞a/＞a），可以看出，當i/p逐漸增大時，閉環(huán)零極點的移動導致速度的階躍響應從無超調(diào)變?yōu)橛谐{(diào)最后變?yōu)檎袷帲艺袷幏瘸试黾于厔荩S性能逐漸降低。但是，圖3b中轉(zhuǎn)矩擾動抑制性能的表現(xiàn)較圖3a則是相反的，即i/p的逐漸增加會提高干擾抑制的程度和快速性。由以上分析可得出結(jié)論，經(jīng)典的PI控制存在局限：不能同時滿足抗干擾能力和速度跟蹤能力，只能折中選取。

圖3 PI控制策略下跟隨性和抗擾性之間的矛盾

2 基于傳統(tǒng)觀測器的轉(zhuǎn)矩擾動補償諧振現(xiàn)象及機理分析

將擾動視為狀態(tài)變量進行觀測的觀測器可稱為擾動觀測器，降階狀態(tài)觀測器（Reduced order State Observer, RSO）是其典型的一種，它低速性能好[17, 20]，且易于實現(xiàn)，適合本文的研究對象。

2.1 降階觀測器設(shè)計

在電機控制系統(tǒng)中，觀測變量為轉(zhuǎn)速和轉(zhuǎn)矩，位置信號由傳感器實際測量得到。

其中

在式（5）基礎(chǔ)上引出觀測器，其表達式為

式（7）特征方程為

（10）

式中，c為補償電流值。系統(tǒng)控制策略框圖如圖4所示。

圖4 PI-RSO控制策略框圖

2.2 傳統(tǒng)觀測器補償出現(xiàn)的補償諧振現(xiàn)象分析

2.2.1 PI-RSO仿真結(jié)果

為了驗證PI-RSO控制策略性能，本文依據(jù)樣機的相關(guān)參數(shù)（見表1），建立了永磁直驅(qū)伺服電動機及其驅(qū)動系統(tǒng)的仿真模型。該樣機有較大的齒槽轉(zhuǎn)矩，這是因航天設(shè)備對于空間占用和質(zhì)量的設(shè)計要求，在電機結(jié)構(gòu)設(shè)計時，取消了安裝于電機末端的電磁制動器，并在電機結(jié)構(gòu)設(shè)計時，通過增加齒槽轉(zhuǎn)矩幅值來實現(xiàn)定位制動。

表1 三相永磁直驅(qū)伺服電動機模型主要參數(shù)

Tab.1 Main parameters of three phase permanent magnet direct drive servo motor model

為了同時驗證該算法對周期性和非周期性擾動的抑制能力，在10s時突加額定轉(zhuǎn)矩。電機運行于1r/min的給定轉(zhuǎn)速，可得轉(zhuǎn)速、電流和轉(zhuǎn)矩的仿真波形，如圖5所示。

由圖5可以看出，傳統(tǒng)PI控制策略下，電機轉(zhuǎn)速波動很大，穩(wěn)態(tài)波動峰值達到將近28r/min，在突加負載時，轉(zhuǎn)速跌落將近34r/min。在PI-RSO控制策略下，雖然突加負載時轉(zhuǎn)速跌落降低，約21r/min，但出現(xiàn)了周期性正反轉(zhuǎn)（稱為諧振點），穩(wěn)態(tài)時速度波動峰值也很大，約29r/min。可以看到，PI- RSO的策略的q軸電流波形在峰值之后的跌落處出現(xiàn)了振蕩，并且擾動轉(zhuǎn)矩估計值緊緊跟隨實際值，但均成鋸齒狀。

由上述現(xiàn)象可知，PI-RSO策略雖然能在一定程度上抑制非周期性轉(zhuǎn)矩擾動，但是對于本文轉(zhuǎn)矩擾動，補償時反而產(chǎn)生了轉(zhuǎn)子諧振，即轉(zhuǎn)速周期性的在某些時間點出現(xiàn)正負振蕩，即補償諧振。

圖5 PI控制策略和PI-RSO控制策略在1r/min給定速度下的仿真結(jié)果

2.2.2 補償諧振機理分析

其中

由式（11）可知，傳遞函數(shù)的兩個極點G1、G2和一個零點G分別為

其中

圖6 與k1和k2關(guān)系的三維圖像

假設(shè)2為定值，逐漸增加1，不同觀測器參數(shù)下傳統(tǒng)RSO的Bode圖及其對應的鋸齒波響應如圖7所示。由圖7可知，極點G1和G2逐漸由復極點變?yōu)閷崢O點，且由式（12）可知，極點逐漸向左移動，同時零點向右移動。相應地，鋸齒波響應如圖7b所示，隨著1逐漸增大，振蕩消除，但是由于極點分布對鋸齒波信號階躍點跟蹤存在一定調(diào)節(jié)時間，而且從圖7a Bode圖的相位可知，在各個頻率點處相位滯后是不可避免的。

圖7 不同觀測器參數(shù)下傳統(tǒng)RSO的Bode圖及其對應的鋸齒波響應

擾動觀測器閉環(huán)時轉(zhuǎn)矩方程為

從圖5中可以看出，當電機爬行時，擾動轉(zhuǎn)矩大致呈鋸齒波，而電機的突然加載，則會進一步造成擾動轉(zhuǎn)矩呈現(xiàn)階躍式變化。

由上述理論分析，擾動觀測器對于鋸齒波和階躍信號的跟蹤存在下降或上升時間，所以當實際擾動轉(zhuǎn)矩因為爬行原因在擾動轉(zhuǎn)矩呈階躍式上升到峰值或下降到最小值時，估計轉(zhuǎn)矩的跟蹤需要一定的調(diào)節(jié)時間，而且也存在相位的延遲，這就造成了補償滯后。該滯后造成擾動轉(zhuǎn)矩的估計偏差出現(xiàn)尖峰，而且因為是周期性的轉(zhuǎn)矩脈動，尖峰的出現(xiàn)也呈周期性。反映到電流上，當補償電流給到q軸給定端后，擾動轉(zhuǎn)矩對應的電流和q之間的偏差也存在周期性的尖峰，從式（13）的右端可知，這會導致轉(zhuǎn)

速出現(xiàn)大的正加速度，進而出現(xiàn)圖5所示的很高的轉(zhuǎn)速峰值。隨后實際擾動轉(zhuǎn)矩會再次上升，與估計轉(zhuǎn)矩相交，使估計偏差由正變負，進而造成負的加速度，電機減速甚至變成反轉(zhuǎn)，隨后轉(zhuǎn)矩估計偏差和電流偏差出現(xiàn)振蕩，加速度也因此呈現(xiàn)振蕩狀態(tài)，進而導致轉(zhuǎn)速出現(xiàn)振蕩，如圖5的轉(zhuǎn)速波形所示，即形成補償諧振。

3 基于PI-DRSO的轉(zhuǎn)矩擾動抑制策略

3.1 抑制傳統(tǒng)觀測器補償諧振方法分析

從式（11）可知，傳統(tǒng)觀測器補償策略下，系統(tǒng)觀測轉(zhuǎn)矩與實際擾動轉(zhuǎn)矩的傳遞函數(shù)中，存在一個零點和兩個極點，由于這種零極點個數(shù)的不對等，導致觀測器參數(shù)無論如何選取，系統(tǒng)都有無法消除的相位滯后，這種滯后進一步導致了補償諧振的出現(xiàn)。為了消除傳統(tǒng)觀測器的補償諧振現(xiàn)象，考慮從零極點對消角度出發(fā)，通過改進觀測器結(jié)構(gòu)，使觀測轉(zhuǎn)矩與實際擾動轉(zhuǎn)矩的傳遞函數(shù)的零極點對消，從而消除觀測器中固有的滯后。假設(shè)改進后觀測器觀測轉(zhuǎn)矩到真實轉(zhuǎn)矩的傳遞函數(shù)為

式中，G1、G1、G1、G2分別為兩個極點和兩個零點。因為a相對較小，在這里對其忽略，若此時G1、G2、G1、G2實現(xiàn)對消，可以得出改進后傳遞函數(shù)為

可以畫出此時觀測器對應的零極點和鋸齒波響應如圖8所示。

圖8 kd=0.005時不同觀測器參數(shù)k1下DRSO的零極點圖及其對應的鋸齒波響應

由式（15）可知，傳遞函數(shù)的兩個極點GD1、GD2和兩個零點GD1、GD2分別為

其中

3.2 PI-DRSO策略

將式（15）進行化簡可得改進后觀測器結(jié)構(gòu)為

從式（20）可得，僅需引入一個微分環(huán)節(jié)即可實現(xiàn)對擾動轉(zhuǎn)矩的無滯后觀測，所以這里提出一種引入微分模塊的降階狀態(tài)觀測器（Differential Reduced order State Observer, DRSO）。其控制框圖如圖9所示。將該觀測器引入PI策略中進行前饋補償（補償方法與圖4相同），即構(gòu)成PI-DRSO策略。

4 仿真及實驗驗證

4.1 仿真證明

仿真時的電機參數(shù)見表1，圖10給出了PI-DRSO策略在1r/min給定下的仿真結(jié)果。

圖10 PI-DRSO策略在1r/min給定下的仿真結(jié)果

觀測器參數(shù)取值為：1=50，2=0.002，d=0.005，和圖5中PI-RSO策略結(jié)果與PI-DRSO策略仿真結(jié)果對比可以看出，在1r/min的速度給定下，PI-RSO策略和PI-DRSO策略的速度穩(wěn)態(tài)峰值分別為29r/min和7r/min，加載時的速度跌落分別為21r/min和17r/min。而且，PI-DRSO策略不會周期性地出現(xiàn)速度正負振蕩。該結(jié)果表明，PI-DRSO策略能夠很好地解決傳統(tǒng)PI-RSO策略在低速時遇到的補償諧振問題，具有更好的抗轉(zhuǎn)矩擾動性能。

4.2 實驗驗證

實驗使用“DSP+FPGA”永磁電機伺服驅(qū)動平臺如圖11所示，該實驗平臺主要包括主功率電路、控制電路、永磁直驅(qū)伺服電動機三部分，其中主功率電路和控制電路由四層板構(gòu)成，分別是頂層核心板，實現(xiàn)對整個電機驅(qū)動系統(tǒng)的控制；通信和接口板，將控制信號和采樣信號進行轉(zhuǎn)接并實現(xiàn)驅(qū)動器和電腦間的通信；旋變解碼和采樣板，實現(xiàn)電機各個信號的采集；電源和驅(qū)動板，驅(qū)動電機并為前述各層板提供電源。DSP芯片采用TI公司的TMS320C6701，F(xiàn)PGA芯片采用Altera公司的EP4CE22F17I7，實驗所用電機參數(shù)見表1。

圖11 實驗平臺整體硬件實物

4.2.1 PI-DRSO策略不同參數(shù)下的實驗結(jié)果

改進策略所引入微分模塊的關(guān)鍵參數(shù)為d，為了在實際運行工況中對該值進行確定，下面給出d= 0.001、0.005、0.01下的實驗結(jié)果，如圖12所示。實驗中轉(zhuǎn)速控制周期設(shè)定為5ms，電流環(huán)控制周期設(shè)定為0.5ms。

從圖12可以看出，在轉(zhuǎn)速給定為1r/min的工況下，d=0.001、d=0.005、d=0.010時的穩(wěn)態(tài)速度峰值分別為29r/min（電機反轉(zhuǎn)時為-29r/min）、15r/min和13r/min，且估計轉(zhuǎn)矩的噪聲逐漸增大。d=0.001時，速度在一些時間點仍然存在振蕩現(xiàn)象，即補償諧振；d=0.005、d=0.01時，補償諧振現(xiàn)象消除。實驗結(jié)果表明，在傳統(tǒng)RSO中引入微分模塊的PI-DRSO策略可以抑制轉(zhuǎn)子諧振現(xiàn)象，而且隨著d值的增加，轉(zhuǎn)子諧振的抑制效果會逐漸增加，直到完全消除。同時，轉(zhuǎn)矩擾動的抑制能力隨d的增加而逐漸提高。但是，因為噪聲量的限制，d不能無限升高，所以對于本文的研究對象電機來說，取d=0.005適宜。

4.2.2 PI策略、PI-RSO策略和PI-DRSO策略的對比實驗結(jié)果

為進一步驗證所提出PI-DRSO控制策略的有效性，取d=0.005，與PI和PI-RSO控制策略在實驗平臺上進行對比實驗，并在運行中突加額定負載，結(jié)果如圖13所示。

從圖13a中可以看出，PI策略在穩(wěn)態(tài)時周期性地出現(xiàn)嚴重的低速爬行和卡頓現(xiàn)象，頻率為0.4Hz，與擾動轉(zhuǎn)矩的頻率相同，且速度峰值為33r/min；突加載時速度跌落達到35r/min。q軸電流與擾動轉(zhuǎn)矩一樣近似成鋸齒波，而且鋸齒波的階躍式下降點與速度峰值出現(xiàn)的時間點相同。加載時，q軸電流和擾動轉(zhuǎn)矩都出現(xiàn)了過沖。圖13b PI-RSO策略的穩(wěn)態(tài)速度峰值為32r/min（反轉(zhuǎn)時為-32r/min），且會周期性地出現(xiàn)轉(zhuǎn)速正負振蕩（補償諧振）。而圖13c的PI-DRSO控制策略不會出現(xiàn)速度正負振蕩，雖然也存在低速爬行現(xiàn)象，但穩(wěn)態(tài)和動態(tài)時的速度波動明顯降低（16r/min，17r/min）。q軸電流和估計擾動轉(zhuǎn)矩在加載時過沖相比PI策略低，但擾動轉(zhuǎn)矩的觀測噪聲有所增加。

實驗結(jié)果表明，PI-RSO控制策略在低速運行工況下存在補償諧振現(xiàn)象，即周期性的出現(xiàn)速度正負振蕩。而PI-DRSO控制策略能對補償諧振產(chǎn)生抑制作用，并且具有良好的轉(zhuǎn)矩擾動抑制能力。

5 結(jié)論

本文首先對傳統(tǒng)PI策略在跟蹤性能和抗擾性能之間的矛盾進行了分析，就其不足之處，引入降階觀測器對擾動轉(zhuǎn)矩進行觀測，并將其轉(zhuǎn)化為電流前饋補償?shù)浇惠S電流給定端，從而對轉(zhuǎn)矩擾動進行抑制。但是傳統(tǒng)的降階觀測器在電機低速爬行狀態(tài)下可能因為補償滯后造成轉(zhuǎn)子周期性地出現(xiàn)諧振，文中分析了該諧振現(xiàn)象出現(xiàn)的機理，并由此提出了一種引入微分模塊的無補償滯后PI-DRSO控制策略，從而解決了補償諧振問題，更好地實現(xiàn)了轉(zhuǎn)矩擾動抑制。通過仿真和實驗分析可得出以下結(jié)論：

1）將微分環(huán)節(jié)引入降階觀測器中，能夠提高觀測器的補償響應速度。改進的觀測器對擾動轉(zhuǎn)矩的觀測無理論滯后，有效地解決了傳統(tǒng)觀測器中的補償諧振問題。

2）基于降階觀測器的擾動抑制方法較其他方法相比，無需提前預知擾動信息，適合應對在實際應用中可能出現(xiàn)的各種無法預測的擾動轉(zhuǎn)矩，在低速下觀測性能較好，且實現(xiàn)簡單，無需改變傳統(tǒng)PI控制結(jié)構(gòu)，可調(diào)參數(shù)較少，易于工程實現(xiàn)。

3）改進的降階觀測器雖然加入了微分環(huán)節(jié)，但其微分系數(shù)可調(diào)，不會使電機在低速工況下的位置信號測量誤差被放大。

4）本文所提的基于改進型降階觀測器補償?shù)臄_動抑制方法，可以與不同的控制算法相結(jié)合，形成復合控制算法，普適性較強。本文是在傳統(tǒng)PI控制的基礎(chǔ)上進行了補償，但PI控制存在其局限性，若將其他控制方法與觀測器進行結(jié)合可能會帶來更好的擾動抑制效果，后續(xù)將開展這方面研究。另外，對于不同的擾動類型，改進的觀測器效果及諧振點出現(xiàn)的規(guī)律，本文也將進行進一步深入研究。

[1] 梁戈, 黃守道, 李夢迪, 等. 基于高階快速終端滑模擾動觀測器的永磁同步電機機械參數(shù)辨識[J]. 電工技術(shù)學報, 2020, 35(增刊2): 395-403.

Liang Ge, Huang Shoudao, Li Mengdi, et al. A high-order fast terminal sliding-mode disturbance observer based on mechanical parameter identi- fication for PMSM[J]. Transactions of China Elec- trotechnical Society, 2020, 35(S2): 395-403.

[2] 尹忠剛, 靳海旭, 張彥平, 等. 基于擾動觀測器的交流伺服系統(tǒng)低速爬行濾波反步控制方法[J]. 電工技術(shù)學報, 2020, 35(增刊1): 203-211.

Yin Zhonggang, Jin Haixu, Zhang Yanping, et al. Disturbance observer-based filter backstepping control with low speed crawling for AC servo system[J]. Transactions of China Electrotechnical Society, 2020, 35(S1): 203-211.

[3] 鮑曉華, 劉佶煒, 孫躍, 等. 低速大轉(zhuǎn)矩永磁直驅(qū)電機研究綜述與展望[J]. 電工技術(shù)學報, 2019, 34(6): 1148-1160.

Bao Xiaohua, Liu Jiwei, Sun Yue, et al. Review and prospect of low-speed high-torque permanent magnet machines[J]. Transactions of China Electrotechnical Society, 2019, 34(6): 1148-1160.

[4] Bu Feifei, Yang Zhida, Gao Yu, et al. Speed ripple reduction of direct-drive PMSM servo system at low-speed operation using virtual cogging torque control method[J]. IEEE Transactions on Industrial Electronics, 2021, 68(1): 160-174.

[5] Liu Chengcheng, Wang Kelin, Wang Shaopeng, et al. Torque ripple reduction of synchronous reluctance machine by using asymmetrical barriers and hybrid magnetic core[J]. CES Transactions on Electrical Machines and Systems, 2021, 5(1): 13-20.

[6] Niu Shuangxia, Ho S L, Fu Weinong. A novel direct- drive dual-structure permanent magnet machine[J]. IEEE Transactions on Magnetics, 2010, 46(6): 2036- 2039.

[7] Xia Changliang, Ji Bingnan, Yan Yan. Smooth speed control for low-speed high-torque permanent-magnet synchronous motor using proportional integral resonant controller[J]. IEEE Transactions on Industrial Elec- tronics, 2015, 62(4): 2123-2134.

[8] Bu Feiei, Xuan Fuqiang, Yang Zhida, et al. Rotor position tracking control for low speed operation of direct-drive PMSM servo system[J]. IEEE/ASME Transactions on Mechatronics, 2021, 26(2): 1129- 1139.

[9] Zhang Bitao, Pi Youguo. Enhanced sliding-mode control for permanent magnet synchronous motor servo drive[C]//Chinese Control and Decision Con- ference, Taiyuan, 2011: 122-126.

[10] Junejo A K, Xu Wei, Mu Chaoxu, et al. Adaptive speed control of PMSM drive system based a new sliding-mode reaching law[J]. IEEE Transactions on Power Electronics, 2020, 35(11): 12110-12121.

[11] Nguyen A T, Rafaq M S, Choi H H, et al. A model reference adaptive control based speed controller for a surface-mounted permanent magnet synchronous motor drive[J]. IEEE Transactions on Industrial Electronics, 2018, 65(12): 9399-9409.

[12] Li Hongkui, Wang Qinglin. Self-tuning controller for servo motor with an adaptive disturbance observer[C]// 2nd International Conference on Advanced Computer Control, Shenyang, 2010: 277-281.

[13] Blanken L, Boeren F, Bruijnen D, et al. Batch- to-batch rational feedforward control: from iterative learning to identification approaches, with application to a wafer stage[J]. IEEE/ASME Transactions on Mechatronics, 2017, 22(2): 826-837.

[14] Li Liyi, Pei Genji, Liu Jiaxi, et al. 2-DOF robust∞control for permanent magnet synchronous motor with disturbance observer[J]. IEEE Transactions on Power Electronics, 2021, 36(3): 3462-3472.

[15] Fan Shicai, Luo Wuqiao, Zou Jianxiao, et al. A hybrid speed sensorless control strategy for PMSM based on MRAS and fuzzy control[C]//Proceedings of the 7th International Power Electronics and Motion Control Conference, Harbin, 2012: 2976-2980.

[16] 王偉穎. 永磁同步電機抗負載擾動控制策略研究[D]. 浙江: 浙江大學, 2012.

[17] 許彥卿. 基于擾動觀測器的永磁同步電機調(diào)速系統(tǒng)控制[D]. 南京: 東南大學, 2016.

[18] Cui Peiling, Zhang Dachuan, Yang Shan, et al. Com- pensation based on time-delay control and internal model control for a gimbal system in magnetically suspended CMG[J]. IEEE Transactions on Industrial Electronics, 2017, 64(5): 3798-3807.

[19] Chai Shan, Wang Liuping, Rogers E. A cascade MPC control structure for a PMSM with speed ripple minimization[J]. IEEE Transactions on Industrial Electronics, 2013, 60(8): 2978-2987.

[20] de Angelo C, Bossio G, Solsona J, et al. Mechanical sensorless speed control of permanent-magnet AC motors driving an unknown load[J]. IEEE Transa- ctions on Industrial Electronics, 2006, 53(2): 406- 414.

Torque Disturbance Suppression Strategy of Permanent Magnet Direct Drive Servo Motor Based on Improved Reduced Order Observer

11211

（1. School of Automation Nanjing University of Aeronautics and Astronautics Nanjing 211106 China 2. 724 Research Institute China Shipbuilding Industry Corporation Nanjing 211106 China）

Due to the direct drive characteristics of the permanent magnet direct drive motor, the stability of the motor speed is greatly affected by torque disturbance, and the motor speed fluctuates violently affected by the cogging torque when running at low speed. This paper analyzes the disadvantage that the traditional proportional-integral speed control method cannot take into account both the tracking performance and the anti-disturbance performance. To this end, a traditional reduced-order state observer is introduced to estimate and feedforward the torque disturbance. The Bode plot and sawtooth wave response of the transfer function between the system disturbance torque and the real torque are analyzed, and the zero-pole cancellation is performed. Based on the principle, the transfer function is expected to be designed, and the differential unit is introduced to improve the traditional reduced-order observer. The sawtooth wave response of the improved observer is given and the improvement of the compensation response speed is demonstrated. A feedforward compensation method is proposed. An experimental platform for perturbation suppression of permanent magnet direct drive servo motor is built. Simulation and experiments verify that the improved reduced-order observer has good performance in suppressing compensation resonance, and has strong anti-disturbance ability, which can achieve stable operation under large disturbance and low speed.

Reduced order observer, permanent magnet servo motor, direct drive, torque dis- turbance suppress

10.19595/j.cnki.1000-6753.tces.211801

TM351

2021-11-05

2022-01-24

卜飛飛 男，1984年生，副教授，碩士生導師，研究方向為航空電源、伺服驅(qū)動、電機及其控制等。E-mail: bufeifei1984@163.com（通信作者）

郭子韜 男，1998年生，碩士研究生，研究方向為伺服驅(qū)動控制。E-mail: guozitao@163.com

（編輯 陳 誠）