2～6GHz高諧波抑制低噪聲放大器芯片研究與設計

薛源，吳浩洋

（中國電子科技集團公司第十三研究所，河北 石家莊 050051）

0 引 言

近幾十年來，隨著通信系統變得日益復雜，對高性能單片微波集成電路的需求也日益增長。低噪聲放大器廣泛應用于手機、基站和衛星通信中，其主要指標包括小信號增益和噪聲系數。隨著系統在多功能集成方面的迅猛發展，單個系統集成多個頻段的器件和子系統成為重要的發展方向，如何規避不同頻段器件之間的干擾是當前射頻系統領域里亟待研究的重要課題。具體對于低噪聲放大器芯片而言，如何降低二次諧波能量就成了一個重要的研究和設計方向，表現在具體指標上，就是提高二次諧波抑制比。通常而言，對于寬帶低噪聲放大器，二次諧波抑制比極其有限，約為10 ～15 dBc，難以滿足通信系統的典型要求(35 ～40 dBc)。

本文創造性地提出了一種新型電路拓撲結構，該結構能夠在有限地犧牲噪聲系數指標的前提下，大幅度提升二次諧波抑制比。該新型拓撲結構主要由輸入巴倫、兩個相同的低噪聲放大器和輸出巴倫構成，如圖1所示。輸入信號進入芯片后，經由輸入巴倫，信號一分為二，且相位相差180°，然后各自通過一個相同的低噪聲放大器放大，同時放大器產生二次諧波分量，此后再經由一個輸出巴倫進行主頻信號的合成，同時抵消兩個放大器產生的二次諧波分量，實現二次諧波的零輸出。實際應用中，由于巴倫結構無法做到完美的相位相差180°，因此難以實現二次諧波的完全消失，但是由矢量合成原理可知，輸出端的二次諧波分量會有明顯的降低。

圖1 高諧波抑制低噪聲放大器電路拓撲

基于此拓撲結構，利用GaAs pHEMT 單片工藝，本文設計并流片了一款2～6 GHz 低噪聲放大器，測試表明，噪聲系數較低，二次諧波抑制能力得到較大幅度地提升，滿足通信系統的要求，驗證了高諧波抑制拓撲結構的有效性。本文首先對2～6 GHz寬帶低噪聲放大器的設計進行詳細的論述，其次介紹巴倫結構的理論和設計方法，最后描述由巴倫合成的低噪聲放大器的各個指標和性能，特別是與單個低噪聲放大器的性能對比。

1 寬帶低噪聲放大器的設計

對于低噪聲放大器MMIC 芯片設計，首先應該對單個HEMT 器件進行仿真，以確定器件的最優尺寸。本次設計采用三級放大以滿足增益要求。對器件進行仿真，第一級器件的尺寸為4×33 μm 時，噪聲系數最優。第二、三級器件尺寸的選擇主要考慮增益和線性，通過單管的仿真對比分析，器件尺寸4×27 μm 和4×30 μm 能滿足系統指標要求。在每級管子尺寸確定之后，結合直流仿真和噪聲系數的仿真，確定偏置電壓和電流。電路使用單電源自偏置結構，可以通過調整源極自偏電阻的大小來優化偏置電壓，以期達到最優噪聲系數的最佳線性特性。

在低噪聲放大器設計中，三級放大電路總的噪聲系數NF 由式（1）決定，其中NF、NF和NF分別是第一級管子、第二級管子和第三級管子的噪聲系數，,是第一級和第二級放大的增益。根據該公式，在輸入匹配電路設計中，任何無源元件，包括電阻，電容和傳輸線，均會直接惡化整個電路的噪聲系數。除此之外，低噪聲放大器輸入匹配設計的根本原則在于用最少的無源元件將HEMT 器件的最佳噪聲阻抗共軛匹配至50 歐姆。4×33 μm 器件的噪聲系數圓如圖2所示。

圖2 器件4×33 μm 的噪聲系數圓

為了保證低噪聲放大器的絕對穩定，根據公式（2）、公式（3）和公式（4），首先對第一級的HEMT 器件單獨進行穩定性分析和評估。單管穩定性仿真分析如圖3所示，可見從350 MHz 至58 GHz 頻率范圍內，器件存在條件不穩定。

圖3 器件4×33 μm 的穩定性仿真

采用源極簡并電感技術可以有效提高電路的穩定性，并且能有助于將器件的輸入阻抗匹配至50 歐姆。原理圖如圖4所示，設計中，簡并電感L連接HEMT 器件的源極和RC偏置電路，從而將器件的輸入阻抗提高，減小了輸入阻抗與50 歐姆的差距，使得輸入匹配電路的設計更為簡單。此外，L的存在構成了器件從輸出到輸入的負反饋，大大提高電路的穩定性，同時有利于提高電路的線性度。然而，源極簡并電感帶來這些優點的同時，也帶來了缺點，其中最主要的是增益的降低。根據有效跨導系數的表達式（式（5）），源極電感會引起有效跨導的降低，從而導致電路增益的降低。

圖4 源極簡并電感提高穩定性原理圖

因此簡開源極電感大小的選擇需要折中設計考慮，反復迭代設計，選擇最優值。

其中，g為器件本征跨導，L為源極簡并電感，C為柵極到源極的等效電容。

低噪聲放大器的工作頻段要求是2～6 GHz，相對帶寬達到100%，級間匹配需要采用特殊的寬帶匹配設計，典型的拓撲結構為RC 串聯負反饋，如圖5所示，即將有源器件的漏極端用RC 串聯電路與有源器件的柵極端相連，構成帶阻性的負反饋。根據增益帶寬乘積為一定值的規律，阻性負反饋降低了器件的增益，但是卻拓寬了其工作帶寬，同時還能有效改善穩定性，將潛在的自激振蕩信號衰減為零或是打破信號的正向反饋鏈路，避免不穩定現象的產生。

圖5 RC 串聯負反饋結構

低噪聲放大器的原理圖使用兩級放大拓撲，采用源極簡并電感技術和RC 串聯負反饋技術，帶寬達到2～6 GHz，版圖電磁仿真結果顯示，噪聲系數約為4.1 dB，增益28.5 dB，值得注意的是，在壓縮1 dB 附近，該單獨低噪聲放大器的二次諧波抑制比僅為20 dBc。與系統的指標要求（35 dBc）相差甚遠，因此，針對高諧波抑制比的要求，需要做特殊的設計考慮。采用巴倫合成式的拓撲結構有助于抵消二次諧波分量。

2 寬帶巴倫的設計

巴倫是用于單端信號轉差分信號，或者是實現差分信號合成為單端信號的無源元件。常用于倍頻器、平衡式混頻器以及偶極子天線中。實現巴倫的方式和結構有很多種，其中最廣泛使用的結構形式就是Marchand 巴倫。Marchand 巴倫由兩個四分之一波長耦合線構成，如圖6所示。具有插入損耗低，工作頻帶寬等優點。

圖6 Marchand 巴倫結構示意圖

將兩個相同的低噪放通過巴倫結構合成，能使得每個低噪放產生的二次諧波分量相抵消。輸入信號進入芯片后，經由輸入巴倫，信號一分為二，且相位相差180°，然后各自通過一個相同的低噪聲放大器放大，同時放大器產生二次諧波分量，此后再經由一個輸出巴倫進行主頻信號的合成，同時抵消兩個放大器產生的二次諧波分量，實現二次諧波的零輸出。

然而分布式的Marchand 巴倫尺寸較大，難以在常規芯片尺寸上實現，因此本文的設計中，采用集總元件構成Marchand 巴倫，優點是尺寸小，方便集成，缺點是插損較大，平衡性較差，其最終實現的版圖結構如圖7所示。單獨集總式巴倫的仿真結果如圖8所示，單路插損在-5 dB 左右，幅度之差在1 dB 以內，相位之差在180°附近。

圖7 集總式Marchand 巴倫版圖結構

圖8 單獨巴倫仿真結果

3 高諧波抑制比低噪放測試結果

本文設計的寬帶低噪聲放大器采用砷化鎵pHEMT 單片工藝制備，并通過探針臺在片測試了芯片的增益、二次諧波抑制比、噪聲和壓縮1 dB 輸出功率等性能指標。

如圖9所示，增益決定了放大器對信號的放大能力，對于低噪聲放大器，線性增益的平坦度也非常關鍵。本文設計的高諧波抑制比低噪放達到了27 dB 的線性增益，且在3～6 GHz 帶寬內增益波動小于1 dB。根據公式（1），增益越大，越有利于放大器噪聲的降低。因為巴倫結構引入了較大的插損，所以該高諧波抑制比低噪放的增益與單獨低噪放相比較低。

圖9 放大器線性增益測試結果

本文設計的高諧波抑制比低噪放的二次諧波抑制比測試結果如圖10 所示。該放大器在2～6 GHz 的寬帶內，實現了超過35 dBc 的二次諧波抑制比。單低噪放的二次諧波抑制比為22 dBc，與之相比，使用本文提出的巴倫合成拓撲結構設計出的單片低噪放芯片，對二次諧波的抑制效果提升明顯，達到了通信系統的典型要求(35～40 dBc)。由于實際設計的巴倫無法實現完美180°的相位差，實際芯片依然存在二次諧波分量。理論上，通過對設計和工藝的優化，使巴倫的差分相位差更加接近180°，即可進一步提高使用該拓撲結構放大器芯片二次諧波抑制比。

圖10 放大器二次諧波抑制比測試結果

本文設計的高諧波抑制比低噪放芯片噪聲系數為5.5 dB，測試結果如圖11 所示。與單低噪放相比，噪聲系數有明顯增加。這是因為輸入巴倫和相應的匹配網絡，增加了輸入匹配網絡中的無源元件，惡化了放大器第一級的噪聲系數。而根據公式（1）可知，第一級的噪聲對整個放大器的噪聲系數影響很大，所以在輸入端引入巴倫結構，增加了整個低噪放芯片的噪聲系數。

圖11 放大器噪聲系數測試結果

本文設計的高諧波抑制比低噪放芯片為7 dBm，測試結果如圖12 所示。壓縮1dB 輸出功率越大，放大器就能對更大的輸入信號進行線性放大。當輸入信號過大時，經過放大器的輸出信號超過，輸出信號會由于壓縮而失真。

圖12 放大器壓縮1 dB 輸出功率測試結果

4 結 論

本文針對通信系統應用，提出了一種采用巴倫合成拓撲提高二次諧波抑制比的方法，利用該方法，設計并流片了一款頻率范圍為2～6 GHz 的高諧波抑制比低噪放芯片。該芯片在整個頻段內的增益典型值為25 dB，噪聲系數5.5 dB，輸出壓縮1 dB 功率為7 dBm，二次諧波抑制比達到35 dBc。與常規寬帶低噪聲放大器芯片相比，二次諧波抑制比提升非常明顯。