超寬帶高功率高增益放大器芯片設計

鄔海峰，王測天，胡柳林，林倩

（1.成都嘉納海威科技有限責任公司，四川 成都 610220；2.青海民族大學，青海 西寧 810007）

0 引 言

隨著超寬帶射頻微波通信技術的發展，諸如電子戰、搜救軟件無線電、雷達和軟件無線電鏈接網等系統迫切地需要超寬帶射頻功率放大器芯片。因此，學術界和工業界開展了大量的研究，用來開發形式各樣的超寬帶功率放大器芯片，比如采用分布式結構、非福斯特匹配結構、電抗式結構、平衡結構、反饋式結構和推挽式結構等。在此類結構鐘，分布式結構，亦可稱為行波式放大結構，由于其卓越的寬帶特性和良好的輸入輸出駐波匹配特性的優勢，被廣泛地用于單片微波集成電路（MMIC）的設計中。但是，該結構也存在一些缺點，諸如增益偏低和效率偏低的問題，以及芯片面積較大導致的成本較高問題，也困擾著MMIC 產品開發。

為了解決上述問題，一些基于MMIC 芯片的新型的設計結構應運而生，比如采用非均勻分布式放大結構可以改善輸出功率和效率，分布式驅動分布式結構可以提升功率增益，雙路分布電流合成式匹配結構可以提升輸出功率等。同理，許多管胞設計結構也被用于改善分布式放大器的性能，比如采用級聯管胞、共源共柵（或共射共基）管胞、雙柵晶體管管胞。近年來，為了進一步提升放大器頻帶和輸出功率，基于堆疊晶體管管胞的分布式放大器被廣泛地研究和改進，但是現有這些芯片頻段均無法覆蓋基頻信號頻段。為了解決上述問題，本文介紹了一種基于HEMT 工藝設計加工的高增益、高功率寬帶單片微波集成電路功率放大器芯片。該芯片采用六個三堆疊式晶體管放大管胞構成非均勻分布式放大器結構，可以獲得高增益和高功率輸出能力。本電路采用一個改進型RC 匹配網絡和一個新型柵極偏置電路來實現寬帶反射信號的吸收和寬帶的輸入匹配。當采用兩個0.22 μH的錐形電感作為偏置扼流圈時，這個放大器的芯片可以向下拓展到1 MHz 并且具備21 dB 增益。在0.1 ～20 GHz 的超寬帶頻率范圍內，該放大器芯片的增益為19±1.5 dB，功率輸出能力為38 dBm。芯片尺寸為2×3.1 mm。

1 原理分析

功率放大器設計頻率帶寬為DC-20 GHz。由于受到輸出匹配結構、寄生參數和晶體管放大系數滾降特性等的影響，利用功率晶體管進行寬帶甚至超寬帶放大器的設計難度較大。尤其受到晶體管增益帶寬積的限制，特定結構的寬帶能力往往各有優劣。常見的寬帶匹配放大結構較多，如基于多個管胞電流合成的分布式結構（也叫行波式結構）、基于特殊非福斯特特性進行寄生電容對消的匹配結構、基于電抗式匹配結構對消寄生電容的結構、基于平衡結構對消寄生參數影響的結構、基于反饋式結構抑制低頻增益改善寬帶增益的結構、基于推挽式實現電壓電流波形互補抑制結構等。上述結構中，往往需要利用一定手段抑制晶體管的寄生電容對于放大器帶寬的影響，但是這些抑制方法往往是需要犧牲一定射頻指標的，如插損和駐波等，并且其帶寬仍然受到理論的限制；又如采用有耗匹配的方式，如直接串聯或者并聯電阻的方式，可以在利用很小的芯片面積的時候實現很寬的帶寬，并且穩定性較好，但是這種方法對于效率的惡化較大，并且還會惡化電路噪聲。上述結構中采用補償或對消的方式，亦可以一定程度上改善寬帶特性，如非福斯特匹配、平衡或者推挽模式，但是他們適合實現寬帶放大器，而非超寬帶，如本文DC-20 GHz 頻段則不適用。因此，在所有超寬帶放大器的設計方法中，分布式放大器一直是覆蓋一個以上倍頻程的有效解決方案。分布式放大器將晶體管的輸出或輸入寄生電容等效為輸出或者輸入人工傳輸線網絡的一部分，因此也就無須抵消或者抑制其對于電路特性的影響，因此放大器的寬帶能力直接取決于所選取放大器管胞的能力，并且可以從一個很低的頻段起開始工作。在多級放大器結構中，若每級FET 放大器跨導為g，則無耗情況下N 級分布放大器增益為G=g·Z·Z·N/4。

功率放大器設計中，最重要的指標莫過于輸出功率、功率增益和效率。在實際設計中往往采用負載牽引和源牽引的方式尋找最佳阻抗匹配點。但是，這對于分布式放大器是不適用的。因為收到結構的影響，如果在輸入或者輸出人工傳輸線網絡中加入阻抗調諧單元，往往會破壞超寬帶特性，因此分布式放大器對于該最佳阻抗匹配的調諧能力比較有限，因此就需要在放大器設計或者管胞設計上尋找出路。在放大器設計中，為了提高放大器的效率，往往將輸出人工傳輸線網絡的反向50歐姆吸收負載移除，但是移除后可實現高效率，卻無法實現DC 附近頻率的放大，因此本方案采用改進的RLC非50 歐姆的吸收負載，在低頻處可以保證放大器有良好的駐波和增益，同時不會惡化高頻特性。在管胞設計上，由于采用堆疊晶體管作為管胞，因此其輸出寄生電容為正常共源放大器的三分之一，因此可以顯著提高其寬帶和增益特性。

2 設計分析

綜上所述，結合分布式放大器結構的寬帶和堆疊結構的高阻抗高功率的優點，本文選用分布式三堆疊放大器來實現功放芯片設計，原理圖如圖1所示。當采用理想共源放大器管胞時，分布式放大器通過增加節數能夠獲得更高的增益和輸出功率。但實際中，放大器工作頻率和使用的節數受到FET 寄生參數和柵、漏極線的損耗的限制，存在一個最佳的節數，往往不超過10 節，該結構在很寬的頻段內提高較好的增益和輸出功率指標。同理，本文為了滿足輸出功率38 dBm 和頻帶DC-20 GH 的需求，選用6 節放大的結構，每接放大器的管胞采用三堆疊放大器結構實現。其中三個晶體管T1 至T3 采用漏極級聯源極的方式順次堆疊，其最佳阻抗絕對值為典型共源放大器三倍。柵極對地電容C用于調節堆疊級間晶體管的阻抗匹配特性，R用于實現直流饋電并適當改善堆疊晶體管的全頻段的穩定性。

圖1 超寬帶功率放大器電路原理圖及三個晶體管堆疊結構

由于設計中采用新穎的三管芯堆疊結構，該結構具有高增益、高功率、高輸出阻抗和高隔離等優點，該結構在提高放大器帶寬的同時可將放大器增益做得更高。此外，漏極和源極電壓可以提高到單個管芯的3 倍，電壓擺幅更大，輸出功率更高的同時，占用非常小的芯片面積。堆疊管芯的輸出寄生電容是典型共源放大器的三分之一，有助于改善分布式放大器的帶寬，這也是本設計采用6 節分布式放大結構就實現DC-20 GHz 的超寬帶匹配的原因。本電路采用一個R、C和C構成的改進型RC 匹配網絡和一個由R構成的新型分布式柵極偏置電路來實現寬帶反射信號的吸收和寬帶的輸入匹配。同時由于寄生襯底電容的影響，三堆疊晶體管的輸出匹配設計中，最佳功率增益匹配和共軛匹配之間的差距，在頻率較高的時候，比共源放大器的差距更大，因此其高頻指標是設計的難點問題。為了改善這個問題，本電路采用了非分布式結構，即第一至第六三堆疊晶體管的尺寸是從大到小分布的，這樣既可以抑制高頻寄生參數，又可以實現功率的良好匹配。

功率放大器都有最大的工作結溫，超過該溫度就會影響器件電氣性能，惡化穩定性甚至大幅縮短工作壽命。因此功率芯片設計時必須考慮熱阻問題以消除器件產生的過熱。功率放大器的熱設計包括兩個層面：有源器件和放大器組件。目前提高HEMT 熱穩定性的途徑主要有合理設計射指間距和尺寸等。本設計在合理優化晶體管尺寸的同時優化熱分布設計。在整體版圖設計上，還需最優設計背孔數量及位置、單元間距及分布、對稱性等。射頻和微波功率放大器通常工作在極限的電壓和電流的條件下，大的功率耗散讓它成為電子系統中失效率最高的器件。因此設計一款在嚴苛環境下長時間穩定運行的功率放大器難度較大。同理本電路采用了非分布式結構，柵指從大到小分布，可以一定程度上緩解分布式放大器的反射功率對于熱分布的影響，從而改善熱穩定性。

3 性能分析

在28 V 漏極供電，-1.1 V 柵極供電時，該放大器芯片的增益、輸入輸出回波損耗曲線如圖2所示。在0.1-20 GHz工作頻段內，放大器增益大于17 dB，帶內增益平坦度小于±1.5 dB。輸入、輸出回波損耗分別小于15 dB 和14 dB。為了能滿足如圖中的超低頻的阻抗匹配，必須將圖1所示的均衡電容C和C放到芯片外部通過打金線方式匹配，如圖3所示。如圖4所示為大信號的指標特性，在工作頻段內飽和輸出功率約為38 dBm，1 dB 壓縮點的輸出功率優于32 dBm，飽和效率PAE 大于27%，同時飽和工作電流低于0.9 A。其中，由于超寬帶匹配結構無法在每個頻點滿足最佳功率和線性度匹配，因此效率和電流曲線等出現較大的波動。該超寬帶功率放大器的設計基于的HEMT 工藝。經過加工流片，如圖3所示為該放大器芯片的照片，芯片的尺寸大小為2×3.1 mm，其厚度為100 μm。芯片的射頻輸入和輸出端口均使用了間距為150 μm的G-S-G焊盤。當采用兩個0.22 μH 的錐形電感作為偏置扼流圈時，這個放大器的芯片可以向下拓展到1 MHz 并且具備22 dB 的增益。同時需要在供電電源部分加入100 pF、1 uF 和10 uF 的旁路電容保證全頻帶的穩定性。

圖2 小信號特性

圖3 超寬帶功率放大器芯片實物照片

圖4 大信號特性

4 結 論

本論文基于HEMT 工藝介紹了一款DC-20 GHz 超寬帶功率放大器。該放大器基于共源共柵結構，使用了六個三堆疊式晶體管放大管胞構成非均勻分布式放大器結構以獲得超寬帶工作性能。該放大器芯片在0.1～20 GHz 的超寬帶頻率范圍內，該芯片增益為19±1.5 dB，功率輸出能力為38 dBm，可以滿足通信射頻電路對超寬帶放大器的應用需求。