礦用高頻隔離型變頻調速無速度傳感器矢量控制

劉文壯， 劉建功， 王毅穎， 伯磊， 郝育紅

（1. 河北工程大學 機械與裝備工程學院，河北 邯鄲 056038；2. 河北省煤炭生態保護開采產業技術研究院，河北 邯鄲 056038；3. 中國礦業大學（北京） 機電與信息工程學院，北京 100083；4. 冀中能源峰峰集團有限公司，河北 邯鄲 056107）

0 引言

通常，變頻器采用橋式整流從電網向直流鏈路提供電力，直流鏈路采用電解大電容，逆變級采用功率開關管全橋[1-2]。在煤礦中、高壓及有限場合，變頻器接入電網時需采用工頻變壓器進行變壓[3]，但傳統的工頻變壓器存在電壓調節差、體積大等缺點，且大多被控電動機采用開環控制，因此研究一種高頻隔離型變頻器對于提高電壓調節、節約成本、提高電動機控制精度具有重要意義。

近年來，許多學者針對整流、高頻隔離DC-DC和逆變三級型的高頻隔離型變頻器拓撲結構進行了研究。文獻[4]基于三級型拓撲結構，提出了一種改進新型結構整流-逆變級雙星型交錯連接及多繞組共鐵芯變壓器新型結構方式，實現了系統整流-逆變級的隔離，電動機控制采用恒壓頻比開環控制方法。文獻[5]提出了一種三相三級型異步電動機變頻調速拓撲結構，三相逆變級采用了一種120°坐標系網絡空間矢量脈寬調制（Space Vector Pulse Width Modulation，SVPWM）開環控制策略，降低了控制結構復雜性。以上開環控制系統并沒有對電動機轉速進行測量，在控制電動機時存在控制精度低、動態性能不理想等缺點。矢量控制[6]具有啟動轉矩大、動態性能好和精度高等優點，能解決上述開環控制存在的問題。文獻[7]基于級聯式三級型結構，提出了一種牽引電動機矢量控制方法，脈寬調制采用同步優化脈寬調制，磁鏈觀測器采用電壓電流混合磁鏈觀測模型，采用速度傳感器測量速度，構成速度閉環控制。但速度傳感器需定期校準與維護，成本較高，不適用于煤礦環境。無速度傳感器控制能使電動機在運動過程中很好地跟蹤目標轉速，因此在煤礦復雜應用場景下，采用無速度傳感器控制方法是很好的選擇。

目前對于礦用高頻隔離型變頻器的研究大都集中在級聯式三級型結構，對于結構簡單的三相三級型結構和電動機控制策略研究較少。為增大工作空間、降低拓撲結構復雜性、提高電動機的控制精度，本文提出了一種基于高頻隔離型變頻調速拓撲結構的無速度傳感器矢量控制策略。首先，對礦用高頻隔離型變頻調速主電路拓撲結構及功率傳輸進行分析。然后，給出了主電路控制策略。最后，通過實驗驗證了本文所提控制策略的有效性和可行性。

1 礦用高頻隔離型變頻調速主電路拓撲

礦用高頻隔離型變頻調速主電路拓撲結構主要由三相整流級、高頻隔離DC-DC級、三相逆變級組成，如圖1所示。為減少電網諧波，在三相整流級前加電抗器。三相整流級由二極管（D1-D6）全橋組成。高頻隔離DC-DC級由單相逆變IGBT（S1-S4）全橋、輔助電感L、高頻變壓器（變比為n:1）、單相整流二極管（D7-D10）全橋和兩側穩壓電容C1、C2組成，能高效率實現電壓等級變換和穩定輸出，且能夠實現高頻隔離DC-DC級原、副邊直流母線間的電氣隔離，可解決在煤礦中、高壓及有限場合變頻器采用工頻變壓器進行變壓存在的電壓調節差、占用工作空間大等問題。三相逆變級由IGBT（S9-S14）全橋組成。在異步電動機和三相逆變級間接入LC濾波器。

圖 1 礦用高頻隔離型變頻調速主電路拓撲結構Fig. 1 Topology structure of main circuit of mine high frequency isolated variable frequency speed regulation

礦用高頻隔離型變頻調速主電路通過不可控整流環節將輸入的三相工頻交流電源整流為直流電源，將脈動直流電源（經整流的直流電源為脈動直流電源）進行平滑濾波處理，得到穩定的直流電源，經高頻隔離DC-DC級進行變壓，然后經三相逆變環節將直流電源逆變為電壓和頻率均可調的交流電源[8]。

2 控制策略分析

2.1 三相整流和高頻隔離DC-DC級控制策略

為減少IGBT開關損耗、節約整體成本并降低整體結構復雜性，三相整流級采用二極管不控整流策略。高頻隔離DC-DC級采用等脈寬調制策略（Equal Pulse-Width Modulation，EPWM），使高頻隔離DC-DC級原邊相同橋臂上下兩開關管的驅動脈沖信號成180°互補，橋對角開關為相同驅動脈沖，為防止同一橋臂上的2個開關管同時導通的情況發生，需要在這2個功率開關管的驅動信號之間留有死區時間。最終將三相不控整流得到的直流電壓Udc1調制成占空比為50%，頻率為20 kHz的高頻方波電壓Uh1，將高頻方波電壓Uh1耦合到變壓器二次側高頻方波電壓Uh2，這種開環控制方式具有結構簡單、可靠性好等優點。高頻隔離DC-DC級工作狀態原理如圖2所示，其中t為時間，Ts為調制周期。高頻隔離DC-DC級控制如圖3所示。

圖 2 高頻隔離DC-DC級工作狀態原理Fig. 2 Working state principle of high frequency isolated DC-DC stage

圖 3 高頻隔離DC-DC級控制Fig. 3 High-frequency isolated DC-DC stage control

2.2 三相逆變級控制策略

三相逆變級采用無速度傳感器矢量控制策略，在此控制策略中采用模型自適應系統（Model Reference Adaptive System, MRAS）進行速度估測。MRAS轉速估算模型得到的電動機轉速與實際電動機轉速誤差較小，具有良好的轉速估算性能，MRAS包含參考模型、可調模型和自適應機構3個部分，其基本結構如圖4所示[9]。在受到外部輸入激勵時，利用參考模型和可調模型的輸出量x與的誤差δ構成合適的自適應機構，實時調節可調模型的參數，達到跟蹤參考模型的目的。

圖 4 MRAS基本結構Fig. 4 Basic structure of MRAS

將MRAS速度估測方法作為感應電壓矢量估計法[10]。其中，電動機在三相靜止ABC軸系的定子、轉子電壓矢量方程為

式中：us為定子電壓矢量；Rs為定子電阻；is為定子電流矢量；ψs為定子磁鏈矢量；t為時間；J為電動機轉動慣量；ωr為 電動機轉子轉速（電角速度）；ψr為轉子磁鏈矢量；Rr為轉子電阻；ir為轉子電流矢量。

定子、轉子磁鏈方程為

式中：Ls為等效定子自感；Lm為繞組互感；Lr為等效轉子自感。

定子和轉子在d、q坐標系下的磁鏈方程為

式中： ψsd,ψsq分別為定子磁鏈在d、q坐標系下的分量；ψrd,ψrq分別為轉子磁鏈在d、q坐標系下的分量，ψr=ψrd+Jψrq；isd，isq分別為定子電流在d、q坐標系下的分量，is=isd+Jisq；ird，irq分別為轉子電流在d、q坐標系下的分量，ir=ird+Jirq。

消去式（2）中轉子電流矢量ir，可得定子磁鏈方程。

將式（4）代入式（1），可得

如將式（5）作為參考模型，定子電阻具有熱敏性，則會給參考模型帶來誤差[11]。定義Y為電壓和電流矢量的叉乘模，則

將Y作為參考模型，從式（6）中可看出參考模型中不含有積分環節，能夠有效避免積分初始誤差。

根據式（1）和式（2），消去轉子電流矢量，代入式（5）可得

磁場進行定向后 ψrd=ψr，ψrq=0。則

式中：kP，kI分別為比例、積分系數；p為電動機極對數。

根據無速度傳感器矢量控制原理和上述建立的MRAS速度估計模型，可建立異步電動機無速度傳感器矢量控制圖（圖5）。將采集的定子電流經Park變換得到的勵磁電流id、轉矩電流iq構成控制內環，將id，iq與三相電壓輸入至MRAS估計模塊，再將估算得到的轉子轉速觀測值與轉子轉速參考值進行比較，構成轉速外環控制，實現電動機轉速閉環控制。比較值經電流調節器ASR得到電流參考值，通過弱磁控制得到的電流參考值，將與進行轉速差ωsl計 算，轉子轉速觀測值和 轉速差ωsl計算出兩相靜止坐標系與兩相旋轉坐標系的角度θ 。將分別與id，iq比較后，進行反Park變換并輸入電壓調節器ACR，通過SVPWM算法控制逆變器功率開關管。電流內環調節器根據文獻[12]中介紹的方法進行參數整定，通過弱磁控制使得等效轉子磁場小于原轉子永磁體磁場，能更好地提升電動機速度。

圖 5 異步電動機無速度傳感器矢量控制Fig. 5 Speed sensorless vector control of asynchronous motor

3 實驗驗證

為驗證礦用高頻隔離型變頻調速無速度傳感器矢量控制策略的正確性，采用0.75 kW的三相異步電動機作為被測電動機進行實驗驗證。根據礦用高頻隔離型變頻調速主電路拓撲結構，搭建實驗平臺，平臺主要包括三相不控整流級、高頻隔離DC-DC級原邊、高頻變壓器、LC濾波器、高頻隔離DC-DC級副邊、三相逆變級和三相異步電動機，如圖6所示，其中，C1，C2分別為DC-DC變換器原邊、副邊穩壓電容。高頻隔離DC-DC級和三相逆變級電動機控制電路分別利用一塊 DSPTMS20F28335 控制板控制IGBT開關。三相異步電動機和礦用高頻隔離型變頻器的參數見表1和表2。

圖 6 礦用高頻隔離型變頻器電動機控制實驗平臺Fig. 6 Experimental platform for motor control of high frequency isolated mine frequency converter

表 1 三相異步電動機參數Table 1 Parameters of three-phase asynchronous motor

表 2 礦用高頻隔離型變頻器參數Table 2 Mine frequency converter parameters of high frequency isolation type

3.1 高頻隔離DC-DC級驗證

將線電壓為380 V、頻率為50 Hz的三相正弦交流電供給三相不控整流級，用示波器測試高頻隔離型變頻器各級輸出，并導入Origin繪制。輸入電壓經整流后直流電壓谷值為330×1.4=462 V，峰值為380×1.4=532 V，高頻隔離DC-DC級原、副邊直流電壓平均值Udc1與Udc2分別為510，505 V（圖7（a）），因高頻變壓器功率傳輸問題，Udc2略小于Udc1。Udc1經高頻DC-DC變換級原邊單相逆變后得到高頻方波電壓Uh1，Uh1經高頻變壓器 1:1 耦合得到高頻方波電壓Uh2，Uh1，Uh2平均值均為533 V，頻率為20 kHz（圖7（b））。可看出高頻隔離DC-DC級兩側直流母線電壓波動小于10 V且高頻方波電壓相等，原邊單相逆變方波Uh1和高頻變壓器耦合方波電壓Uh2波形平滑，整體穩態性能好。

圖 7 高頻隔離DC-DC級實驗波形Fig. 7 High-frequency isolated DC-DC experimental waveform

3.2 三相逆變級驗證

高頻隔離型變頻器三相逆變級實驗波形如圖8所示。因不能動態調頻，選擇3組相電流波形。可看出在一個調制周期Te（e=1, 2, 3）內，當電流頻率為40，50和60 Hz時，電流最大值約為0.17 A，當頻率為電動機額定頻率50 Hz時，線電壓Uab、Ubc、Uca的有效值均為Uo=Udc2/1.414≈355 V 。電壓、電流波形正弦度良好，波形對稱且光滑度較好，三相逆變級穩定性能好，滿足電動機運行要求。

為觀察電動機控制效果，進行電動機繞組電流調制實驗，將采集的定子電流進行Park變換后，得到d-q坐標下的勵磁電流id和轉矩電流iq，如圖9所示。在輕載模式下，為方便觀察，將電動機加減速時間設置為10 s，可看出隨時間增加勵磁電流id變化較穩定，轉矩電流iq在啟動時響應迅速，且啟動階段轉矩電流iq較大，能產生較大的轉矩。

電動機轉速和轉矩實驗波形如圖10所示。由圖10（a）可看出，電動機速度穩定階段速度波動小，加、減速階段波形趨于一次函數，電動機能夠平穩啟停。由圖10（b）可看出，電動機在剛啟動時最大轉矩可達到穩定轉矩的5倍以上，能夠較快啟動，進行工作。說明電動機性能良好、響應速度快和具有較大的啟動轉矩。

圖 8 三相逆變級實驗波形Fig. 8 Experimental waveform of three-phase inverter stage

圖 9 電流id和iq響應曲線Fig. 9 Current id and iq response curves

圖 10 電動機轉速和轉矩實驗結果Fig. 10 Results of motor speed and torque experiments

綜上可知，高頻隔離型變頻器穩定性和電動機的靜、動態性能較好，證明了高頻隔離型變頻調速無速度傳感器矢量控制策略的有效性和可行性。

4 結論

（1） 高頻隔離DC-DC級兩側直流母線電壓波動小于10 V且高頻方波電壓相等，原邊單相逆變方波和高頻變壓器耦合方波電壓波形平滑，整體穩態性能好。

（2） 三相逆變級電壓、電流波形正弦度良好，波形對稱且光滑度較好，三相逆變級穩定性能好，滿足電動機運行要求。

（3） 隨時間增加勵磁電流變化較穩定，轉矩電流在啟動時響應迅速，且啟動階段轉矩電流較大，能產生較大的轉矩。

（4） 電動機速度穩定階段速度波動小，加、減速階段波形趨于一次函數，電動機能夠平穩啟停。電動機在剛啟動時最大轉矩可達到穩定轉矩的5倍以上，能夠較快啟動進行工作。