高端口隔離度的太赫茲基波上混頻器設計

孟凡易，劉浩

（天津大學微電子學院，天津 300072）

太赫茲波寬帶寬、窄波束的優點使其能實現高速、高保密度的無線通信［1-7］，當太赫茲波在太空中傳輸時，比地面低的傳輸損耗更是增加了其傳播距離.因此太赫茲波在構建空間高速無線通信網絡方面有著巨大的潛力，對太赫茲無線收發系統中電路模塊的研究具有重要意義.

集成式太赫茲上混頻器作為微型化太赫茲無線發射系統中的重要模塊［8-9］，實現了將中頻信號搬移到太赫茲載波上的功能，其端口隔離度和轉換增益直接決定著系統性能的高低.例如，低的LO/RF 端口隔離度會使后級功率放大器出現阻塞現象［10］，降低發射系統的通信速率.對有源上混頻結構，低的LO/IF 端口隔離度會使較高功率的本振信號進入跨導級，壓縮跨導級的輸入，降低跨導級的輸入線性度，進而降低高階QAM 調制方式下的通信質量.低的轉換增益則會降低整個發射系統的增益.然而在太赫茲頻段，強的電磁耦合降低了其端口隔離度，明顯的趨膚效應［11］、高的開關晶體管損耗降低了其轉換增益.針對上述設計難點，近年來國內外研究者們主要在提升LO/RF 端口隔離度和轉換增益方面做了許多研究，提出的代表性結構有：（1）平方律上混頻結構［12］，該結構工作在強非線性區，輸出本振信號分量較低，同時在輸出端采用Rat-race balun 進一步消除了本振信號分量，提升了LO/RF 端口隔離度，但該結構轉換增益較低.（2）改進型吉爾伯特雙平衡上混頻結構［13-15］（本振信號控制跨導級，中頻信號控制開關級），具有一定的轉換增益，同時用本振信號控制跨導級，中頻信號控制開關級提升了LO/RF 端口隔離度，但中頻信號控制開關級，損失了中頻信號的幅度信息，使其不能應用于采用高階QAM 調制方式的無線發射系統，難以實現高的通信速率.根據IEEE 802.15.3d 標準可知，具有高階QAM 調制性能的單芯片收發系統是未來的發展趨勢.

針對上述問題，本文設計了一款基于IHP 0.13 μm SiGe BiCMOS 工藝，具有高LO/RF、LO/IF 端口隔離度的太赫茲基波上混頻器，其具有一定的轉換增益且能夠應用于采用高階QAM 調制方式的無線發射系統.該上混頻器具體為以吉爾伯特雙平衡上混頻結構為基礎，通過對本振信號采用共面波導傳輸的形式，對開關晶體管采用非對稱性的互聯結構，提升了LO/RF 端口隔離度；通過跨導級晶體管的“屏蔽”作用提升了LO/IF 端口隔離度，而該結構本身具有一定的轉換增益，且本振、中頻信號分別從開關級、跨導級饋入的方式，使其能夠應用于采用高階QAM 調制方式的無線發射系統，有利于實現更高的通信速率.后仿真驗證了該上混頻結構的可行性.

1 電路分析與技術

1.1 吉爾伯特雙平衡上混頻結構

吉爾伯特雙平衡上混頻結構由于在每一個射頻端口都能夠進行本振泄露對消、提供一定的轉換增益，且適用于采用高階QAM 調制方式的無線發射系統而被廣泛應用.本次上混頻器設計中主體采用了該結構，其原理簡圖如圖1所示.

圖1 吉爾伯特雙平衡上混頻器簡圖Fig.1 Schematic diagram of Gilbert’s double-balanced up-conversion mixer

設中頻輸入電壓為VIFcos?IFt，兩個跨導級晶體管的跨導均為gm，為便于分析，將開關級用幅度為1、頻率為?LO的方波信號描述，結合圖1，可以得到該上混頻器的射頻輸出信號為：

相應的輸出頻譜如圖2所示.

圖2 吉爾伯特雙平衡上混頻器的輸出頻譜Fig.2 Output spectrum of Gilbert double-balanced up-conversion mixer

通過上述分析可以看到，在理想情況下，吉爾伯特雙平衡上混頻器射頻端口沒有本振分量，同時由式（1）可知，跨導級的存在使該結構能夠提供一定的轉換增益，因此跨導級對電路的輸出功率、線性度也有著決定性的影響.在本次上混頻器的設計中，通過選擇合適的跨導級晶體管尺寸、偏置電壓，在滿足所需輸出功率與線性度的情況下實現了一定的轉換增益.需仔細選取開關級晶體管的尺寸、偏置電壓，以實現優良的開關特性并保證電路正常工作，其中小的晶體管尺寸能減小晶體管的寄生電容，增強其開關特性［16］.開關級晶體管的偏置電壓則需確保其實現優良開關特性的同時保證跨導級晶體管工作在線性放大狀態.表1 給出了根據上述原則得到的晶體管尺寸和偏置電壓，其中電源電壓為2.2 V.在本振、射頻端口均采用匹配電路來減少本振和射頻信號的反射，對于中頻端口，基于芯片面積的考慮，未進行匹配設計.

表1 該上混頻器的晶體管尺寸和偏置電壓Table 1 Transistor sizes and bias voltages of the up-conversion mixer

圖3 為本文設計的上混頻器原理圖（圖中略去了基極偏置）.然而在實現過程中，元件之間的耦合效應、版圖繪制中的交叉走線以及版圖的不匹配均會使射頻端口的本振泄露對消不徹底，尤其當電路工作在太赫茲頻段時，本振信號線與開關晶體管間明顯的寄生效應、由本振信號在開關晶體管集電極端寄生耦合的不平衡而導致的本振信號在開關晶體管集電極端對消效率的下降，均使LO/RF 端口隔離度顯著惡化.而且本振與中頻信號線間明顯的寄生效應也增大了本振信號耦合到中頻輸入端的分量，降低了LO/IF端口隔離度.因此在電路具體實現中提升LO/RF、LO/IF 端口隔離度顯得尤為重要.為此本文提出了如下的LO/RF、LO/IF 端口隔離度提升技術.

圖3 上混頻器原理圖Fig.3 Schematic diagram of the up-conversion mixer

1.2 LO/RF端口隔離度提升技術

1.2.1 共面波導本振傳輸方式

由于該上混頻器最終要接入發射鏈路，本振信號傳輸布局方式如圖4 所示，考慮太赫茲頻段明顯的趨膚效應使得信號在傳輸過程中具有高的損耗.因此為降低本振鏈路的設計壓力和本振輸入功率，本振信號線L不宜過長.當L過小時，寄生電容Cp變大，本振信號將通過寄生電容Cp耦合一部分到晶體管，下面以晶體管1 為例進行說明，記該部分在晶體管1集電極端的泄露為：

圖4 混頻器本振信號CPW傳輸結構Fig.4 Local oscillator signal CPW transmission structure of the mixer

式（2）中VLO為輸入本振信號，β為對應的系數.記非Cp耦合的、輸入到開關晶體管1 的本振信號在其集電極端的泄露為：

式（3）中，α為對應的系數.因此晶體管1 泄露到其集電極端的本振信號為：

而與其進行本振對消的晶體管3 不存在寄生電容Cp耦合本振信號，在不考慮開關互聯的情況下，結合電路結構和上述討論，泄露到晶體管3 集電極端的本振信號為：

根據式（4）和式（5）可知本振對消結果將不為0.因此對本振信號采用共面波導傳輸將使得寄生電容Cp減小，并減少了本振信號直接通過寄生電容Cp耦合到開關晶體管的分量.

圖5 展示了本振信號采用共面波導與不采用共面波導傳輸時的電場分布圖，從圖中的電場分布可以看到，共面波導傳輸使得開關晶體管與本振信號線間的電場耦合明顯減小.

圖5 兩種本振傳輸結構下本振傳輸電場分布圖Fig.5 Electric field distribution diagrams of local oscillator transmission under two structures of local oscillator transmission

圖6 展示了圖5（a）（b）兩種傳輸結構下，本振信號在射頻端口的泄露，其中本振信號頻率為230 GHz，從仿真結果可以看出本振信號采用共面波導傳輸將LO/RF端口隔離度提升了4 dB.

圖6 圖5（a）和（b）兩種本振傳輸結構下本振信號在射頻端口的泄露Fig.6 Leakage of local oscillator signal at RF port under two local oscillator transmission structures of Fig.5（a）and Fig.5（b）

1.2.2 非對稱開關互聯結構

由于開關互聯存在交叉（為降低信號損耗，本次設計中該結構使用最厚的兩層金屬TM1、TM2 實現），同時為進一步降低信號的傳輸損耗，該互聯線較短，因此在工作頻段開關互聯線間的耦合將非常明顯.如圖7（a）所示，如果開關晶體管直接對稱相連，晶體管2 的本振泄露信號中的一部分將通過寄生電容C1由頂層（TM2）信號線耦合到次頂層（TM1）信號線，而對于晶體管1，不存在如寄生電容C1的耦合，因此晶體管1與晶體管2的本振泄露對消將不完全.可以采用如圖7（b）所示的非對稱開關互聯結構，其中增大晶體管1 集電極端的引出面積S，使一部分本振泄露信號通過對地的寄生電容C2耦合到地，提高了與晶體管2 的本振對消效率.對另外一對進行本振對消的開關晶體管采取同樣的設計.

圖7 兩種開關互聯結構Fig.7 Two switch interconnection structures

圖8 展示了圖7 兩種開關互聯結構下本振信號在射頻端口的泄露，其中本振頻率為230 GHz，對于非對稱的開關互聯結構［圖7（b）］，其LO/RF 端口隔離度比結構圖7（a）的高14.1 dB.

圖8 兩種開關互聯結構下本振信號在射頻端口的泄露Fig.8 Leakage of local oscillator signal at RF port under two switch interconnection structures

1.3 LO/IF端口隔離度提升技術

在整個上混頻器的版圖布局中，中頻信號線與本振信號線有交疊，如圖9 所示，由于本振信號頻率、功率均高，因此可以直接通過寄生電容耦合到中頻信號線.為提高LO/IF 端口隔離度，可使本振信號線與跨導級晶體管的中頻輸出端相交，即用跨導級晶體管“屏蔽”本振信號，防止其泄露到中頻輸入端，如圖10（a）所示.圖10（b）為本振信號線直接與跨導級晶體管中頻輸入端進行相交的布局.

圖9 LO傳輸與IF傳輸之間的耦合Fig.9 Coupling between LO transmission and IF transmission

圖10 跨導級晶體管的兩種布局Fig.10 Two layouts of transconductance transistor

圖11 展示了圖10 兩種跨導級晶體管布局下本振信號在中頻端口的泄露.圖10（a）布局明顯減少了本振信號在中頻端口的泄露，使得LO/IF端口隔離度能大于20 dB.

圖11 兩種跨導級晶體管布局下本振信號在中頻端口的泄露Fig.11 Leakage of local oscillator signal at IF port under two transconductance transistor layouts

2 版圖設計與結果分析

采用IHP 0.13 μm SiGe BiCMOS 工藝設計并繪制了該太赫茲基波上混頻器的版圖，核心部分如圖12所示.其中版圖繪制遵循以下原則.

圖12 太赫茲基波上混頻器核心版圖Fig.12 Core layout of terahertz fundamental up-conversion mixer

1）信號傳輸線的拐角為45°或135°，以降低拐角處的寄生電容；

2）為降低電感的寄生電容，保證匹配帶寬，在滿足電流承載能力的情況下盡量減小線寬；

3）對開關晶體管的基極而言，從底層薄金屬引到高層厚金屬信號線時，通孔應盡可能多，以此減小通孔寄生電阻對本振信號的衰減.

該上混頻器版圖的核心面積為0.079 mm2.其中對該上混頻器無源器件整體采用三維電磁仿真軟件HFSS進行寄生提取.

由于該上混頻器最終應用于采用高階QAM 調制方式的太赫茲無線發射系統，為保證信號質量，輸出須有一定的功率回退，相應的輸入功率也須有一定的回退.在整個后仿過程中，輸入中頻功率為-15 dBm，其中中頻信號頻率范圍為2～12 GHz，本振信號頻率為230 GHz，功率3 dBm.

圖13 為該太赫茲基波上混頻器在typ 工藝角下，射頻輸出在218～228 GHz（基于信號損耗的考慮，選取了下邊帶）時的LO/RF 端口隔離度.可以看到，在218～228 GHz 范圍內，射頻輸出功率與本振泄露功率相差大于24 dB，該混頻器具有優良的LO/RF端口隔離度.

圖13 射頻輸出在218～228 GHz時的LO/RF端口隔離度Fig.13 Port isolation of LO/RFwhen the RF output is 218～228 GHz

圖14 展示了該太赫茲基波上混頻器的本振、射頻端口反射系數和轉換增益.在228～232 GHz、218～228 GHz 的范圍內，本振、射頻端口的反射系數分別小于-13 dB、-11 dB，實現了優良的端口匹配.在218～228 GHz 范圍內轉換增益為-4～-3.5 dB，具有較高的轉換增益和優良的增益平坦度.其中優良的增益平坦度得益于以下兩點.

圖14 該混頻器的本振、射頻端口反射系數和轉換增益Fig.14 Reflection coefficient of LO、RF port and conversion gain of the mixer

1）優良的射頻端口匹配.

2）跨導級平坦的增益響應.其中對跨導級的輸入（中頻）端口盡管未做匹配，但通過分析其輸入阻抗發現，在中頻信號的較低頻段，輸入阻抗的實、虛部與50 Ω 相差較大，失配程度高，隨著頻率的升高，輸入阻抗的實、虛部絕對值減小，失配程度減小.

同時在整個中頻信號頻段內，跨導級晶體管的最大可用增益Gmax隨頻率遞減，因此盡管沒有對跨導級輸入端口進行匹配，在整個中頻信號頻帶內跨導級也能實現平坦的增益響應.

圖15 展示了該太赫茲基波上混頻器在中頻為10 GHz 時的大信號特性，其輸出1dB 壓縮點為-14.8 dBm，而難以實現高輸出功率的原因是太赫茲頻段高的開關和信號傳輸損耗.

圖15 該混頻器在中頻為10 GHz時的大信號特性Fig.15 Large signal characteristics of the mixer at an IF of 10 GHz

表2 給出了本設計中的太赫茲基波上混頻器性能參數與近年來相關工作的對比.由表2 可知，本文設計的太赫茲基波上混頻器在實現優良端口隔離度的同時具有一定的轉換增益，且能夠應用于采用高階QAM 調制方式的無線發射系統，有利于實現更高的通信速率.而該上混頻器直流功耗較高的原因是，為了實現一定的輸出功率，同時考慮工作頻段高的開關和信號傳輸損耗，選用了較大尺寸的跨導級晶體管.因此未來可進一步探明開關晶體管的寄生效應，進一步降低開關過程中的損耗，從而減小跨導級晶體管的尺寸，降低直流功耗.

表2 相近頻帶的上混頻器性能對比Tab.2 Performance comparison of up-conversion mixers in similar frequency bands

3 結論

本文介紹了一款基于IHP 0.13 μm SiGe BiCMOS工藝，具有高端口隔離度的太赫茲基波上混頻器，其具有一定的轉換增益且能夠應用于采用高階QAM調制方式的無線發射系統，有利于實現更高的通信速率.后仿真驗證表明，在218～228 GHz 的范圍內，該上混頻器的LO/RF 端口隔離度大于24 dB，LO/IF端口隔離度大于20 dB，轉換增益為-4～-3.5 dB.該上混頻器為未來空間建立高速無線通信網絡做了相應的技術積累.