雙頻帶可重構功率放大器設計

冀常鵬 張凱威 南敬昌

（遼寧工程技術大學電子與信息工程學院,葫蘆島 125105）

引 言

隨著5G 通信技術的發展，通信標準越來越多[1]，無線通信系統面臨的頻譜資源短缺問題愈發嚴峻，作為其至關重要的一環，能工作在雙頻帶、多模式的功率放大器呼之欲出.利用可重構的靈活性[2]，通過開關控制匹配網絡狀態，可以完成不同工作狀態的切換；而寬帶技術能使多個通信標準相互兼容[3].多種技術的相互融合是未來通信技術的發展趨勢，把可重構和寬帶技術結合，可以緩解頻譜資源緊張的問題.

功率放大器的可重構[4-5]和寬帶技術[6-8]一直都是學術界和工業界的研究熱點.經過國內外學者的不懈努力，取得了很多成果.文獻[4]基于變容二極管設計了一款中心頻率可移動的功放.文獻[6]采用混合連續類模型控制諧波，設計了一款寬帶功放.文獻[9]設計了一款可重新配置的雙波段功放，結構簡單，但工作波段過窄.文獻[10]使用PIN 二極管設計了可重構功放，該功放能工作在四個頻點，但結構復雜且效率偏低.文獻[11]利用接地式開關制作了一款三波段可重構功放.文獻[12]利用開關切換工作波段，設計了一款采用三路Doherty 結構的可重構功放，在回退仍有較高效率，但結構復雜的同時使用了3 個晶體管，無疑極大地增加了研究成本.

雖然上述可重構功放達成了不同波段或多個頻點的轉換，但工作帶寬不夠，僅能工作在幾個頻點并不能滿足現代社會對于通信的需求，且還存在電路結構復雜、花費高等問題.為了解決上述問題，本文提出了一種新穎的雙頻帶可重構匹配結構.在不同波段干路相同的情況下，使用PIN 二極管控制支路的開和關，實現了寬帶匹配網絡的切換.對制作的一款雙頻帶可重構功率放大器進行測試，結果顯示該功放性能良好，證明了理論的可行性.

1 雙頻帶可重構功放設計框架

圖1 所示為設計的雙頻帶可重構功放整體結構.輸入端采用寬帶輸入匹配網絡，輸出端為該功放可重構的關鍵部分，使用PIN 開關完成可重構匹配網絡的設計.偏置部分采用寬帶分布結構[13]，并在輸入部分加入RC 穩定電路，使功放達到穩定的工作狀態.

圖1 雙頻帶可重構功放整體結構Fig.1 The overall structure of the reconfigurable dual-band power amplifier

2 雙頻帶可重構功率放大器設計

2.1 PIN 開關的設計

對比集總參數結構的PIN 開關，本文采用的微帶結構PIN 開關[14]具有能工作在大功率、高頻段的優點.圖2 所示為微帶結構PIN 開關電路結構，二極管型號為SMP1322-079，微帶線TL1用于限流，電容C2用于隔離直流，開關導通電壓為1 V.

圖2 微帶結構PIN 開關電路結構Fig.2 Microstrip PIN switch circuit structure

圖3 所示為開關電路的仿真圖.當開關閉合時，在工作頻段內回波損耗S11小于-10.2 dB，插入損耗S21大于-0.7 dB.當開關斷開時，S11大于-0.6 dB，S21小于-10 dB.從圖3 仿真結果可知，此開關在設定的工作頻段內能基本起到開關的作用，由于開關隔離度并不是太高，在后續設計過程中，還需對整體電路進行反復調試.

圖3 PIN 開關S 參數仿真圖Fig.3 Simulation results of the S parameter of PIN switch

2.2 可重構匹配網絡的設計

2.2.1 三階帶通濾波器的設計

先設計三階低通濾波器，再轉為三階帶通濾波器.圖4 所示為三階低通濾波器.

圖4 三階低通濾波器Fig.4 Third-order low-pass filter

已知變量為該濾波器的工作頻段f1～f2和輸入阻抗R1，起始電容C1未知，通過文獻[15]公式推算得到變量g0、g1、g2、g3、g4和Q后，通過式(1)～(3)可求得L1、C2、R2.

求得低通濾波器的參數后，用并聯諧振替代并聯電容，用串聯諧振替代串聯電感，把圖4 所示的低通濾波器轉換為帶通濾波器[16]，如圖5 所示.

圖5 三階帶通濾波器Fig.5 Third-order bandpass filter

2.2.2 Norton 轉換

圖6 所示為Norton 轉換原理.當Z0變化為n2Z0時，可以分為向左和向右兩種情況[15]，各部分轉換后的值已在圖中給出，Z1、Z2同為電感或者電容.

圖6 Norton 轉換原理Fig.6 Norton conversion principle

通常所設計的三階帶通濾波器的負載阻抗并不為50 Ω，不能滿足功放負載阻抗的要求，可采用Norton 轉換，把終端阻抗轉化為50 Ω.根據圖6 可知，Norton 轉換分為向左和向右，可以根據R2與50 Ω的大小關系判斷方向.一般情況下終端阻抗R2的值都是小于50 Ω，因此，下文以此為起始條件開始推導.

當R2＜50 Ω 時，即

對式(4)進行處理，獲得變量C1關于f2、f1和R1的不等式，通過化簡確定C1的一個可行域.然后，對圖5所示網絡進行Norton 轉換，得到如圖7 所示的終端阻抗為50 Ω 的寬帶匹配網絡.

圖7 Norton 轉換后的寬帶匹配網絡Fig.7 Broadband matching network after Norton transformation

使用式(5)～(7)可以推算出n以及其他的關鍵參數.

通過Norton 變換可知，當在一個電路中進行兩次同向變換時，如果變換系數n互為倒數，則電路端口阻抗值不會發生變化[15].因此把圖5 所示電路向左進行兩次Norton 變換.

第一步，使兩個C向左使用Norton 轉換，取變換系數n=1/a＜1，變換后兩個電容值可由式(8)～(9)求出，a的可行域可以通過求解式(10)獲得.

經過此次變換后的兩個電感值為

第二步，使兩個L向左使用Norton 轉換，取n=a.的值為

由于式(11)中涉及的電感均為正值，故-(a-1)＞0，可將該式化簡得到a的另一個可行域.把第一步和第二步求得關于a的兩個可行域相交，即可得到關于變量a的新可行域.

經過兩次Norton 轉換后，圖7 所示網絡轉化為如圖8 所示的匹配網絡.

圖8 兩次Norton 轉換后的匹配網絡Fig.8 Matching network after two Norton conversions

當R2＞50 Ω和R2=50 Ω 時，以類似的方式，可以得到起始電容C1和a的取值條件以及Norton 轉換后的電路和組成元件的值.

2.2.3 集總電路的微帶等效

為了減弱高頻信號對集總元件影響，根據文獻[17]中提供的轉化公式，將并聯的LC 諧振回路等效為1/4 波長微帶線，電感串聯電容并聯的Π 型網絡等效為串聯微帶線，將集總電路轉化為分布參數電路.圖8 可轉化為如圖9 所示的寬帶網絡分布參數模型.

圖9 寬帶網絡分布參數模型Fig.9 Distribution parameter diagram of broadband network

想要實現不同波段的干路相同，需要使圖9 中的TL4和C3在不同波段時相等，TL4由圖8 中的、轉化而來.另外，要保證C3在不同波段時相等，需要多次改變起始電容C1，因此下文以起始電容為變量進行分析.

2.2.4 起始電容關系分析

圖9 中干路的電容C3在兩個頻段內相同.取以下一種常見情況進行說明，當所選頻段為f1～f2且R2＜50 Ω 時，對圖5 使用一次Norton 轉換得到干路電容的值如式(13)，式中R1是使用牽引得到的.

在另一個頻段f3～f4，R1也是使用牽引得到的，C1未知，Qω=2πR1C1(f4-f3).通過理論推算主路內的電容值后，將產生下面的三類情形：

當R2＜50 Ω 時，干路電容經過兩次Norton 轉換后變化為

3 功放實例仿真

為了證明上述理論的可行性，本文使用科銳的CGH40010F 晶體管設計雙頻帶可重構功率放大器.功放的靜態工作點設置為VDS=28 V、VGS=-2.8 V，此時功放工作在AB 類，有高效率、高線性度的優點.

3.1 可重構寬帶電路的設計

在進行多次牽引迭代后，確定可重構匹配電路的最佳阻抗.

3.1.1 輸入匹配電路的設計

由源牽引得到最佳阻抗為R1=9.6 Ω，輸入匹配采用寬帶匹配，其結構如圖9 所示.

圖10 所示為功放輸入匹配仿真結果，在1.5～4.5 GHz 頻段內，回波損耗S11均小于-11 dB，插入損耗S21均大于-0.9 dB，滿足設計條件，在此頻段內能良好工作.

圖10 功放輸入匹配仿真結果Fig.10 Simulation results of input matching of the power amplifier

3.1.2 輸出匹配電路的設計

由負載牽引得出電路工作在1.50～2.85 GHz時最佳阻抗R1=24.5 Ω，工作在3.15～4.50 GHz 時最佳阻抗R1=17.4 Ω.在上一節所述理論的基礎上，設計的可重構輸出匹配電路如圖11 所示.第一頻段進行一次Norton 轉換和第二頻段進行二次Norton 轉換后，主路電容值不變，對應的起始電容值分別為4 pF 與5 pF.表1 為圖11 所示電路的工作情況.

圖11 可重構輸出匹配電路Fig.11 Reconfigurable output matching circuit

表1 可重構輸出匹配電路工作情況Tab.1 Circuit work of reconfigurable output matching

圖12 所示為功放輸出匹配仿真結果.在第一個頻段和第二個頻段內，回波損耗S11都小于-15 dB，插入損耗S21都大于-0.9 dB.仿真結果顯示匹配結果良好，在開關的不同狀態都能高效輸出，與理論相吻合.

圖12 功放輸出匹配仿真結果Fig.12 Simulation of the power amplifier output matching result

3.2 功放整體性能設計

圖13 所示為雙頻帶可重構功放整體電路圖.其輸入匹配采用寬帶匹配結構，輸出匹配采用可重構寬帶匹配.圖14 所示為功放實物圖.

圖13 雙頻帶可重構功放整體電路Fig.13 The overall circuit of the reconfigurable dual-band power amplifier

圖14 功放實物圖Fig.14 Photograph of the fabricated PA

圖15 是雙頻帶可重構功放的仿真和實測對比結果.仿真顯示：在第一頻段內輸出功率大于40.2 dBm，增益大于10.1 dB，PAE 為40.9%～62.1%；在第二頻段內輸出功率大于39.2 dBm，增益大于10.1 dB，PAE 為49.3%～59.65%.實測顯示：在第一頻段內輸出功率大于39.5 dBm，增益大于9.0 dB，PAE 為39.5%～60.9%；在第二頻段內輸出功率大于38.1 dBm，增益大于8.5 dB，PAE 為43.5%～56.8%.仿真和實測結果表明，雙頻帶可重構功放基本滿足設計要求.

從圖15 可知，仿真與實測存在誤差，這可能是介質基板損耗、分立元件誤差、加工精度和焊接等原因導致的.

圖15 雙頻帶可重構功放仿真與實測對比Fig.15 Comparison between simulation and measurement of multi-band reconfigurable power amplifier

將本文提出的雙頻帶可重構功放與另外三篇文獻提出的可重構功放進行比較，結果如表2 所示.由表2 可知，本文所設計的功放，在使其他性能值可接受的前提下，大幅擴大了工作帶寬.文獻[12]結構復雜，且使用多個晶體管，造價高昂.文獻[18]的工作頻段有所提升，但輸出功率偏低.文獻[19]僅能工作2 個頻點，并使用了6 個開關，結構復雜.

表2 可重構功放性能比較Tab.2 Performance comparison of reconfigurable power amplifiers

4 結 論

本文提出了一種新的雙頻帶可重構匹配結構，此結構工作帶寬大，結構緊湊.在傳統方案獲得三階濾波器的基礎上，進行逆向推導，把起始電容作為變量，使計算進一步簡化.并依據此理論，設計了雙頻帶可重構電路.通過仿真和實測的對比，說明了該功放的性能良好，也證明了雙頻帶可重構理論的可行性.

在5G 的飛速發展過程中，對能工作在雙頻帶、多模式的通信器件要求越來越高，作為其關鍵部分的一員，雙頻帶可重構功放成為推動其不斷發展的不竭動力.