平衡式并發雙波段功率放大器的設計與實現

南敬昌 李政 盧永 王姝婷

（遼寧工程技術大學電子與信息工程學院,葫蘆島 125105）

引言

無線通信技術發展速度快，影響范圍廣，而功率放大器(以下簡稱功放)是無線通信系統中的核心部件之一，影響著系統的整體性能[1].隨著技術的發展，通信標準也日新月異.由于通信標準不一致，導致出現多個系統共存的現象，造成了資源浪費[2].而傳統的寬帶結構功放已經無法滿足如今的頻率跨度和高效率的要求，因此能夠進行多標準、多模式工作的功放就顯得尤為重要[3].此外，GSM 頻段為國際電信聯盟指定的蜂窩式無線通信系統的頻段，其中GSM900為應用最廣泛的頻段，被應用在世界絕大部分區域；中國移動主管部門主導發展的TD-LTE 技術在數據傳輸速率、頻譜利用率等方面具有非常顯著的優勢，成為攻克5G 的有力技術武器之一[4].社會的發展對通信技術提出了更高的要求和挑戰，所以研發一款同時具有GSM900 和TD-LTE 優勢并且能夠兼容GSM 900 和TD-LTE 通信標準的功放就變得尤為重要.并發雙波段功放成為解決上述問題的首要選擇，它能夠覆蓋多個通信頻段，從而使得一個通信系統可以兼容多種通信標準，為解決頻譜資源匱乏的問題提供了新的思路.

避免調制效應的影響是并發雙波段功放研究的重點與難點之一.當雙頻信號同時對功放進行激勵時，兩個頻率的信號會互相影響，發生調制，此時匹配網絡與輸入信號不再適配，直接導致反射損耗增大，效率較低，甚至失去穩定性、燒毀器件等一系列不良后果.

文獻[5]中Keshavarz 等人提出的Doherty 雙波段功放兩個頻段跨度較小，依靠隔離結構實現兩個波段的正常工作，但是電路復雜，輸出功率較低，帶負載能力弱.文獻[6]利用PIN 開關實現三個頻段的可重構，缺點是無并發功能且不能有效避免調制效應導致的不良后果.文獻[7]中Bassem M Abdelrahman等人在2017 年提出的多波段功放可以在三個頻段工作，但是由于反相網絡和相位偏移線的加入，使得求解過程復雜，且在每個頻段的工作帶寬均小于100 MHz，使用范圍受限，不滿足當今通信系統的發展要求.

為了能夠兼容GSM900 和TD-LTE 兩種不同的通信標準，本文提出一款工作在900 MHz 和2.6 GHz的平衡式并發雙波段功放，利用平衡結構能夠優化匹配特性，改善調制效應所導致的失配問題，改善輸出、輸入端口的駐波情況，提升工作頻段上的性能以及穩定性；此外，本文采用中頻失配的方法使得電路在兩個工作頻段之間出現傳輸零點，增加其隔離度.本設計使用安捷倫公司的射頻電路仿真軟件ADS、CGH40010F 晶體管、Rogers4350b 板材進行電路仿真設計與實物制作，實測與仿真結果相差較小，具有一致性，說明本設計能夠在兩個頻段同時實現高效率、大功率輸出，輸入、輸出端的駐波系數水平較低，同時也證明了平衡結構是改善并發雙波段功放調制效應的有效方法.

1 平衡式功放

1.1 平衡式功放原理

功放作為無線通信系統最重要的部件之一，在設計時一般按照最大功率輸出的原則進行阻抗匹配.但由于輸入信號的特點，雙波段功放很難做到阻抗的絕對匹配，必然會由于阻抗的不連續性產生信號反射以及激蕩，系統整體的性能直線下降，甚至會由于阻抗失配燒壞器件，使系統癱瘓.使用平衡式功放結構可以有效改善上述情況，從兩路支路功放輸入/輸出端反射的信號分量被耦合器的負載電阻所吸收，改善阻抗匹配效果，減小能量損耗，提升電路穩定性并提升效率.

平衡式功放屬于功率合成技術的范疇，如圖1所示，它由兩個相同的支路放大電路和兩個耦合器構成[8].其中，耦合器對信號進行功率分配與合成，并且起到隔離反射信號的作用.

圖1 平衡式功放的結構圖Fig.1 Structure diagram of balanced amplifier

平衡結構的輸入輸出理想駐波比(voltage standing wave ratio,VSWR)為1，能夠明顯改善駐波性能特點.發生阻抗失配時，信號傳輸到失配界面時，由于耦合器的存在，會產生90°相位差，因失配產生信號反射將再次疊加90°相位差，從而將調制效應導致失配的輸入信號抵消；而未失配的信號分量能夠順利通過阻抗匹配網絡進行放大輸出，以此改善匹配特性，提升了系統的穩定性.此外，由于平衡結構為雙晶體管結構，使得功放能夠以較高的功率輸出.

1.2 并發雙波段3 dB 定向耦合器

本文基于傳統3 dB 分支線定向耦合器，提出一款基于π 型結構的并發雙波段3 dB 定向耦合器.傳統的3 dB 分支線定向耦合器由兩對特征阻抗不同的四分之一波長微帶線構成，受限于阻抗匹配性質，只能工作在一個較窄的頻段及其奇次諧波處[9].本設計提出的并發雙波段3 dB 定向耦合器通過π 型阻抗變換器實現任意頻率的兩個不同阻抗變換，如圖2所示，它由一對終端短路的枝節和一段傳輸線組成，此結構在一定的條件下可以等效為一段四分之一波長微帶線[10].

圖2 π 型阻抗變換器結構圖Fig.2 Structure diagram of π-type impedance converter

本設計采用添加短路微帶枝節的方式與90°微帶線等價，實現雙頻阻抗變換器的設計，其結構如圖3所示[11].

圖3 并發雙波段3 dB 定向耦合器結構圖Fig.3 Structure diagram of dual-band 3 dB coupler

理想條件下，信號從端口1 輸入耦合器中，將被按比例分配至端口2 和端口4 輸出，信號從端口2 輸出會比端口4 輸出相位提前90°.由于該結構的耦合器具有嚴格的對稱性，所以輸入端口被反射的信號將通過端口3 被負載電阻吸收，避免對信號產生影響[12].綜合上述分析可知，將該雙波段3 dB 定向耦合器運用于平衡式雙波段功放中，即使兩路放大電路的輸入/輸出端有較強的反射信號，也會被耦合器的負載電阻吸收，從而很大程度上降低駐波系數，提升電路的穩定性[13].

運用ADS 軟件對提出的并發雙波段3 dB 定向耦合器結構進行仿真，電路圖和仿真結果分別如圖4和圖5 所示.從圖5 的S 參數仿真結果分析可知：在900 MHz 處，該耦合器的S11達到–48.7 dB，S21和S31分別為-2.98 dB 和-3.12 dB；在2.6 GHz 處，該耦合器的S11達到-23.95 dB，S21和S31分別為-3.21 dB和-3.07 dB，表明本文提出的并發雙波段3 dB 定向耦合器在兩個頻段上都有較好的耦合度、隔離度，能夠與平衡式放大器相適配.

圖4 并發雙波段3 dB 定向耦合器電路圖Fig.4 Circuit diagram of concurrent dual-band 3 dB coupler

圖5 并發雙波段3 dB 定向耦合器仿真結果Fig.5 Simulation results of concurrent dual-band 3 dB coupler

2 并發雙波段支路放大電路設計

2.1 并發雙波段功放原理

隨著通信技術的發展，通信標準也日新月異，傳統的通信系統無法兼容不同通信標準，不僅提高了通信系統的成本，而且還對通信系統的可靠性產生了威脅，因此能夠兼容不同通信標準的通信系統變得越來越重要.多波段功放是指一種能夠同時兼容多個頻點或者頻段信號，并對其起到放大作用的功放，是多標準通信系統的核心部件.此種功放的輸入、輸出匹配電路是基于并發結構進行設計的.與單頻點功放相比，多波段并發結構能夠同時工作在多個頻段，節約成本；與可重構技術相比，多波段并發結構無需射頻開關切換工作狀態，并且易于實現小型化，對未來小型化高性能的無線通信技術具有重要的意義.

本文提出一款基于T 型和π 型的阻抗變換器，并在這種結構的基礎上改進了傳統功放的偏置電路和匹配電路，其結構如圖6 所示.

圖6 并發雙波段功放結構框圖Fig.6 Structure diagram of concurrent dual-band amplifier

2.2 并發雙波段匹配電路設計

實現雙波段阻抗匹配需要依賴于雙波段阻抗變換器.本文在輸出匹配網絡部分采用π 型阻抗變換器的基礎上引入T 型結構，結構如圖7 所示.

圖7 雙波段阻抗變換器結構圖Fig.7 Structure diagram of dual-band impedance converter

該雙頻阻抗變換器可實現兩個不同工作頻率的不同復數阻抗到相同實數阻抗的變換.首先利用微帶線A 將不同頻率的復數阻抗轉化為實部相同的復數阻抗.假設晶體管在f1、f2頻率處對應的阻抗分別為：

根據傳輸線理論得，ZS1和ZS2經過微帶線A 后的阻抗為

式中：ZA和θA分別代表微帶線A 的特性阻抗和電長度；ZS為不同頻率下對應的輸入阻抗值.微帶線A 要取消阻抗值與頻率之間的依賴性，則需要滿足條件：

若微帶線A 同時滿足式(1)～(5)，則ZS1和ZS2將被轉化為實部相同的復數阻抗.此外，利用微帶線B、C 組成雙邊帶結構將不同頻率下ZO(f)對應的虛部進行抵消.假設Bx1和Bx2分別為經過微帶線A 后f1、f2對應的復數阻抗的虛部，若要抵消兩者的虛部，則需要Bx1和Bx2為0，此時需滿足條件：

聯立式(6)～(8)，解得微帶線B、C 之間的關系式：

此時虛部被抵消，成為已將雙頻阻抗轉化為相同的實數阻抗ZM.隨后將ZM輸入到π 型阻抗變換器中，通過在π 型結構枝節上并聯一段短路枝節微帶線來降低或除掉兩個頻率對變換后阻抗值的影響，從而通過π 型阻抗變換器實現與晶體管的阻抗匹配.

使用ADS 對匹配電路進行設計和仿真，通過雙向牽引得晶體管的最佳阻抗如表1 所示.

表1 晶體管最佳輸入/輸出阻抗Tab.1 Transistor optimum input/output impedance

以獲得最大輸出功率為目的，將負載阻抗進行共軛匹配，在ADS 搭建的阻抗匹配電路仿真如圖8所示，仿真結果如圖9 所示.

圖8 雙波段阻抗匹配電路Fig.8 Circuit diagram of dual-band impedance matching

圖9 輸入和輸出匹配電路仿真結果Fig.9 Simulation results of input and output matching circuit

從圖8 電路圖可知，兩個頻率對應的不同阻抗共用同一個匹配網絡，保證了匹配網絡參數不變的前提下實現不同阻抗的匹配.對上述匹配電路進行單音激勵仿真，從圖9 的仿真結果看出：在900 MHz和2.6 GHz 附近輸入匹配電路和輸出匹配電路的S21都接近理想值0，輸出匹配電路的S11在900 MHz和2.6 GHz 處分別達到了–40 dB 和–37.36 dB，輸入匹配電路的S11在900 MHz 和2.6 GHz 處分別達到了–33 dB 和–34.5 dB，且每個頻帶均能達到200 MHz以上的工作帶寬，說明該匹配網絡性能較好，對電路中信號損耗較小，能夠實現900 MHz 和2.6 GHz 的阻抗匹配.

2.3 偏置電路設計

偏置電路為功放提供直流能量的同時確定晶體管的靜態工作點，傳統的偏置電路在四分之一波長微帶線和高低電容濾波網絡的基礎上進行設計，適用帶寬較小，難以與頻率跨度較大的功放匹配，故本設計使用雙波段漏極偏置電路和超寬帶柵極電路進行直流供電.并發雙波段漏極偏置電路通過終端短路的T 型阻抗變換器實現，其結構如圖10 所示.

圖10 并發雙波段漏極偏置電路Fig.10 Drain dual-band bias circuit

本文在柵極采用超寬帶偏置電路，通過增加其對工作頻率的兼容性從而提升整體電路的魯棒性，電路結構如圖11 所示.其中高低電容濾波網絡以及四分之一波長微帶線起到隔絕交流信號的作用，增加了電路穩定性.

圖11 柵極超寬帶偏置電路Fig.11 Gate ultra-wideband bias circuit

3 平衡式并發雙波段功放設計

將前文設計的并發雙波段3 dB 定向耦合器與雙波段支路放大電路進行工作頻段匹配，并按照圖1結構圖進行連接與調試.本設計基于ADS 平臺進行設計與仿真，所設計的平衡式雙波段功放電路板如圖12 所示.

圖12 平衡式雙波段功率放大器板圖Fig.12 Layout of the balanced dual-band amplifier

GaN 晶體管具有高擊穿電壓、較寬的工作頻帶、低寄生電容等特點，尤其是其較高的耐壓能力特別適合設計高輸出功放，綜合考慮晶體管的工作頻帶、穩定性、獲取難度、實驗成本等因素，CGH40010F晶體管成為本次設計的最佳選擇.為驗證設計的正確性，選用CGH40010F 晶體管和Rogers4305b 高頻板材制作平衡式并發雙波段功放實物并進行調試，實物如圖13 所示.

圖13 平衡式雙波段功率放大器實物圖Fig.13 The photo of the balanced dual-band amplifier

3.1 增益、PAE 仿真與實測

柵極偏置電壓設置為–2.9 V，漏極偏置電壓設置為28 V，此時晶體管偏置在AB 類模式，具有良好的線性度與效率性能.在輸入功率為29 dBm 的條件下進行測試，該功放工作在900 MHz 時性能仿真實測對比如圖14 所示.圖14(a)為增益和PAE 受輸入功率變化影響曲線，對該功放進行小信號仿真時，通過仿真得其增益大致為17 dB，且隨著輸入功率的增加，增益出現壓縮，通過仿真得其當輸入功率為29 dBm時，增益約為15.6 dB，PAE 仿真結果為62%，實測結果與仿真結果差異較小，效果良好.圖14(b)中，小信號時輸出功率和輸入功率之間存在線性關系，隨著輸入功率的增加，直到增益壓縮時，該功放進入飽和區,仿真得到輸入功率為29 dBm 時，輸出功率達到44.6 dBm.

圖14 單音激勵900 MHz 處性能仿真和實測對比Fig.14 Comparison of simulation and measurement at 900 MHz by one tone excitation

功放在2.6 GHz 時的各項性能如圖15 所示，通過仿真結果得知，當輸入功率為29 dBm 時，增益為14.3 dB，輸出功率達到43.3 dBm，對應的PAE 為54%，實測結果與仿真結果差距較小，效果良好.綜合上述仿真結果，該功放在單音信號的激勵下，性能良好，能夠保持高效率、高增益輸出，且增益平坦度較為良好.

圖15 單音激勵2.6 GHz 處性能仿真和實測對比Fig.15 Comparison of simulation and measurement performance at 2.6 GHz by one tone excitation

3.2 隔離效果仿真與測試

當給予該功放雙音激勵時，兩個頻率的信號必然會出現調制現象，以900 MHz 和2.6 GHz 為中心頻率設計的匹配網絡會產生失配，信號反射與損耗增大，導致功放的增益、PAE 以及穩定性降低，甚至損壞器件.為了驗證平衡結構優化匹配特性的特性，本節以2.2 節中提出的并發雙波段支路放大電路(以下稱單路功放)與平衡式并發雙波段功放(以下稱平衡功放)進行對比.

圖16 給出了平衡功放與單路功放在整個工作帶寬內增益以及PAE 隨頻率變化的仿真與實測結果.由仿真結果可以看出，平衡功放在900 MHz 和2.6 GHz附近的頻帶內，增益約為14 dB，且平坦度較好，PAE＞55%.1.8 GHz 附近平衡功放的增益約為2 dB，而單路功放停留在6 dB 左右，平衡功放的PAE 接近0，單路功放PAE 為20%，實測結果與仿真結果具有較強的一致性，且差距較小.原因是平衡功放的工作頻段產生的失配信號分量經失配界面與耦合器疊加產生180°相位差，相互抵消，使得兩個工作頻段增益更平坦；由于中頻失配電路特性，絕大部分信號在此處被失配反射，被平衡結構抵消吸收，這就使得平衡功放擁有比單路功放更理想的傳輸零點，具有更高的隔離度，能夠有效抑制調制效應對功放性能的影響.

圖16 功放特性仿真和實測對比Fig.16 Comparison of simulation and measurement of power amplifier characteristics

圖17 給出了雙音激勵條件下900 MHz 和2.6 GHz頻點處平衡功放隨輸入功率增加各項性能的變化情況，并與單路功放進行比較.當給予雙音激勵時，由于調制效應的存在，相比于單音激勵時各項性能會有不同程度的惡化.從仿真結果看，兩個頻點下平衡功放平均增益約為13.5 dB，單路功放平均增益為9.6 dB，由于平衡功放為雙管結構，理論上增益將比單路功放大3 dB，但平衡功放比單路功放增益提升了3.9 dB，說明平衡結構優化了匹配性能，減小了射頻信號的損耗，使得增益更為平坦.在圖18(b)中，平衡功放與單路功放的仿真平均PAE 分別為58%和49%，說明平衡結構將失配的信號分量消除，提升了效率和穩定性，相比于單路功放具有更佳的性能.

圖17 雙音激勵不同頻率處增益和PAE 對比Fig.17 Comparison of performance by two tone excitation at different frequencies

VSWR 仿真和實測對比情況如圖18 所示.VSWR的實測結果相比于仿真結果略有惡化，但在900 MHz 和2.6 GHz 兩個工作頻點及附近頻段實測與仿真結果相差較小.與單路功放相比，平衡功放的VSWR 在工作頻帶內明顯小于單路功放，VSWR 越小反映匹配特性越好，即說明平衡結構改善了功放輸入及輸出端口的VSWR 情況，優化了匹配特性，提升了穩定性.由于測試實驗器材電壓和電流的波動，以及實物電路對射頻信號產生一定消耗，使得平衡功放的實測結果與仿真理論值產生一定的偏差；此外實物由于寄生參數的影響，參與諧振的整體電容值增大，導致頻率特性產生少許偏移，仿真與實測曲線波腹產生少許偏差，屬于正常現象.

圖18 雙音激勵不同頻率處VSWR 仿真和實測對比Fig.18 Comparison of VSWR by two tone excitation at different frequencies: simulation and measurement

將本文所設計的平衡式雙波段功率放大器與文獻[14-16]提出的功率放大器從五個方面對比分析，結果如表2 所示.可以看出，本文提出的功放結構，由于平衡結構的加入，擁有更理想的傳輸零點和更少的反射分量，降低了反射信號對工作頻帶的影響，顯著地優化了電路的匹配特性與穩定性，使得其不需隔離結構的加入便可達到良好的隔離效果.相比于雙路的雙頻Doherty 功放，本設計有更高的輸出功率優勢，而與其他單路雙頻功放相比，新型的阻抗變換結構對信號消耗更小，效率更高.

表2 同類型功放性能對比Tab.2 Performance comparison of the same type of amplifiers

4 結論

本文提出了一款能夠同時適用GSM900 和TDLTE 網絡的平衡式雙波段功率放大器，并以平衡結構改善了由于雙頻信號導致的調制效應的影響.使用ADS 進行設計與仿真，并制作了實物.在信號輸入和輸出端都使用了雙波段3 dB 定向耦合器對信號功率分配與合成.此外在支路放大電路采用了新型并發雙波段結構，最終設計的平衡式并發雙波段功率放大器具有高輸出功率、高效率、良好匹配效果、低VSWR 等特點.實測結果表明，該功放工作在900 MHz 時，飽和輸出功率為44.6 dBm，最大PAE 達62%；功放工作在2.6 GHz 時，飽和輸出功率為43.3 dBm，最大PAE 達64%.通過與單路并發雙波段功放對比，平衡功放能夠在1.8 GHz 附近形成傳輸零點，能夠在兩個工作頻段之間起到隔離的作用；優化了在兩個工作頻段上的匹配效果，使其具有更為平坦、穩定的增益和輸出能力.平衡結構解決了傳統并發雙波段功率放大器雙頻激勵信號形成的調制效應引發的匹配失衡、增益犧牲等現象，顯著提升了該功放的輸出能力，電路簡單、小巧.在面向未來的多種協議、標準并存的通信系統，平衡式并發雙波段功放具有較強的現實意義.