一種K 波段小型化MIMO 天線設計

南敬昌,韓欣欣,高明明,王紀禹

(遼寧工程技術大學 電子與信息工程學院,遼寧 葫蘆島 125105)

隨著無線通信行業的發展,頻段利用逐漸趨向于K 波段等毫米波頻段,設計高頻段的通信設備可緩解低時延、數據密集的壓力。更重要的是,提高載波頻率意味著天線尺寸的變小,即可以通過增加天線數量來補償高頻路徑損耗[1-3]。為滿足高頻帶資源有限而高速數據需求無限增長的要求,利用多輸入多輸出(Multiple-Input Multiple-Output,MIMO)技術增加發射天線來增加空間自由度、改善系統性能、提高頻帶利用率已經成為無線通信領域中的一個研究方向。MIMO 天線通過創造多個并行空間信道獨立地傳輸信息,將多徑無線信道與發射、接收視為一個整體進行優化,實現了較高的通信容量和頻譜利用率[4-6]。

然而,天線的小型化將改變MIMO 天線單元間的相關性,降低輻射效率與增益,產生強烈的耦合作用。近年來有關MIMO 天線設計,不少學者通過加載中和線、設置缺陷地、采用解耦網絡、利用模式對消等[7-15]方法進行去耦合。Hao 等[16]提出了一種實用超材料MIMO 天線,利用折疊式互補諧振環(Fold Complementary Ring Resonator,FCRR)原理降低耦合,實現工作頻段內隔離度低于-15 dB;Loghman 等[17]提出的天線由兩個帶有折疊微帶線和對稱L 型縫隙的輻射貼片組成,使用互補開口諧振環(Complementary Split-Ring Resonator,CSRR)結構提高隔離度并控制諧振頻率;Shafique 等[18]提出了一種結構緊湊、尺寸為44 mm×74 mm×1 mm 的MIMO 天線,改進的互補裂環諧振器滿足了表面波和空間波效應的需求。雖然上述天線性能良好,但是上述設計方法不僅會使天線整體尺寸增加,損失大部分帶寬,而且去耦合也只體現在窄帶部分。

基于上述現狀,本文設計了一款K 波段小型化MIMO 天線,在工作頻段內實現了良好的性能。通過對輻射貼片做出基本改進使天線工作在K 波段后,進一步優化接地板結構。在接地板上加載多開口槽矩形寄生單元以降低中低頻段的耦合;在正中間刻蝕一個CSRR 結構,該結構作為一種超材料,讓表面電流流入開口環中,并在高頻段處產生諧振點,達到寬頻帶去耦合的效果。經過HFSS 軟件的一系列仿真優化,天線整體尺寸為15 mm×24 mm×0.8 mm,匹配帶寬17～27.2 GHz 內隔離度小于-18.3 dB。

1 MIMO 天線結構設計與分析

設計的MIMO 天線印刷在FR4 介質基板上,介質損耗角正切值為0.025,尺寸為15 mm×24 mm×0.8 mm,天線正面由兩個輻射貼片為九邊形的單元組成,天線背面由開槽的接地板組成,并在接地板正中心位置處加載一個多開口槽矩形去耦寄生單元,刻蝕一個CSRR 諧振結構。K 波段MIMO 天線結構如圖1 所示。

圖1 天線結構示意圖Fig.1 Antenna structure diagram

在HFSS 仿真軟件中對天線結構進行優化后的參數如表1 所示。

表1 天線結構尺寸Tab.1 The dimensions of antenna structure mm

天線單元改進過程如圖2 所示。最初設計的天線輻射貼片為正圓形,接地板為矩形且高度Lg=5 mm;將圓形貼片進行外圍切角后對稱放置,形成正九邊形二單元天線;最后對接地板正對饋線處刻蝕長度L3=3.5 mm 和寬度W3=1.4 mm 的矩形槽,得到一款可以工作于K 波段的MIMO 天線。

圖2 天線單元改進示意圖Fig.2 Antenna unit improvement diagram

天線貼片改進過程中S11的變化如圖3 所示。由圖3 可知,天線1 在高頻處阻抗失配,部分頻段處對應的S11高于-10 dB。為了提高天線在高頻處的阻抗性能,對貼片周圍進行切角得到天線2,切角實質上增加了貼片與接地板間的距離,從而增加了阻抗的連續性,使S11整體降低,但在24 GHz 左右仍然存在失配現象。天線3 為初形成的MIMO 天線,S11在18.4～28 GHz 內低于-10 dB,高頻段帶寬有所降低,這是由于右側天線作為一個輻射體,對左側天線產生了影響。為進一步提高天線的性能,在接地板上刻蝕兩個大小相等的矩形槽,通過改變電流的流經路徑拓寬帶寬,這樣得到的天線4 回波損耗S11在17～28 GHz 內全部低于-10 dB,在18.2～28 GHz 內低于-12.5 dB。

圖3 貼片改進過程中S11變化圖Fig.3 Variation diagram of S11 during patch improvement

2 去耦結構設計與分析

2.1 去耦結構設計

上述MIMO 天線雖然滿足K 波段帶寬要求,但隔離度性能極差,天線單元間存在嚴重互偶,需要去耦設計來獲得性能良好的天線。天線去耦設計過程如圖4 所示。為了大幅度提升隔離度,在接地板上加載矩形結構作為寄生單元,得到天線5。為了改善中頻隔離度,在矩形寄生單元上刻蝕四個矩形縫隙,得到天線6。為了使高頻段隔離度進一步降低,加強磁響應,在接地板中心位置刻蝕兩個半徑不等、縫隙不等、開口方向相反的圓環,形成一個CSRR 諧振器,得到天線7,從而實現了MIMO 天線的去耦。

圖4 天線去耦設計示意圖Fig.4 Antenna decoupling design diagram

去耦設計中MIMO 天線S11的變化如圖5 所示。從天線4 改進到天線7 過程中,帶寬會因為去耦結構的設計而有所損失,但在17.0～27.2 GHz 頻段內仍低于-10 dB。

圖5 去耦設計中S11變化圖Fig.5 Variation diagram of S11 in decoupling design

去耦設計中MIMO 天線S12的變化如圖6 所示。在天線未加任何去耦結構時,天線單元互偶嚴重,S12基本上大于-15 dB;加入矩形去耦寄生單元后,隔離度在低頻與高頻處同時降低;天線6 在天線5 的基礎上對矩形進行開槽處理,使天線在K 波段內隔離度整體小于-15 dB;最后加入CSRR 結構后產生了諧振,諧振點發生偏移,天線在23.6 GHz 頻點左右的耦合有效降低,隔離度達到18.3 dB。

圖6 去耦設計中S12變化圖Fig.6 Variation diagram of S12 in antenna decoupling design

2.2 去耦原理分析

2.2.1 多開口槽矩形去耦寄生單元

加載多開口槽矩形寄生單元后,一端受激勵的天線單元對該寄生單元產生耦合,而寄生單元本身會對另一端非激勵天線單元產生耦合,兩種耦合的電流相位相反,互相抵消,達到去耦目的。天線在19 GHz 時電流分布情況如圖7 所示。在天線端口受到激勵情況下,電流集中分布在右側天線以及多開口槽矩形去耦單元上,左側天線表面幾乎無電流。說明加載該單元有效阻礙電流向左側天線的流動,實現隔離度的提升。

圖7 天線在19 GHz 處電流分布情況Fig.7 Current distribution of the antenna at 19 GHz

2.2.2 CSRR 結構

互補開口諧振環(Complementary Split -Ring Resonator,CSRR)是開口諧振環(Split-Ring Resonator,SRR)的一種新型結構,作為磁性超材料可有效提高磁導率,從而被引入微波電路中充當一種濾波結構。CSRR 諧振結構的電場和磁場分布情況如圖8 所示。當天線工作在諧振頻率時,CSRR 主要由垂直于環平面的電場和平行于環平面的磁場激勵,且電場激勵明顯高于磁場激勵。CSRR 可以等效為一個電偶極子,在諧振頻率附近產生負介電常數,具有帶阻效應,引起一個諧振吸收峰出現。

圖8 CSRR 場分布Fig.8 Field distribution of CSRR

從原理上講,一個金屬圓環在與其垂直的變化磁場中,會產生感應電磁場,但卻并非諧振系統,為了產生諧振則需要引入電容。SRR 結構是在每個金屬環上加入一個缺口,形成電容,電荷會在其兩端積聚,而電容和電感一起便形成了諧振電路。CSRR 結構如圖9(a)所示,灰色部分表示金屬接地板,綠色雙環表示在接地板上刻蝕的SRR 結構。CSRR 是SRR 的互補結構,工作原理與SRR 是互偶的。可以用集總參數模型描述CSRR特性,其等效LC 并聯諧振電路如圖9(b)所示。

圖9 CSRR 結構與等效LC 諧振電路Fig.9 Structure and equivalent LC resonant circuit of CSRR

在LC 諧振電路中,設SRR 等效電路中電感為L0,環路電容分別為C01和C02,則CSRR 等效電路中總電感Lc與地面覆蓋的金屬環耦合電容Cc可以分別用式(1)和式(2)表示:

式中:L1表示CSRR 等效的電感;ε和μ分別表示介電常數和磁導率。傳輸系數S12的諧振頻率fc可由式(3)得到。

為使天線小型化,文中只采用了單個CSRR 結構,外環寬度與內環寬度近似相等,并通過優化開口大小來調整諧振點位置。由圖6 可知,加入CSRR 結構后的天線在23.6 GHz 處產生了諧振,在23.0～24.5 GHz 頻段內實現了窄帶去耦,使隔離度整體提高。天線在23.6 GHz 時電流分布情況如圖10 所示,電流主要集中于CSRR 結構上,左側天線表面電流極少,說明要耦合到該天線單元的表面波被抑制,也證實了該結構去耦的有效性。

圖10 天線在23.6 GHz 處電流分布情況Fig.10 Current distribution of the antenna at 23.6 GHz

3 實測與仿真結果分析

3.1 S 參數

K 波段MIMO 天線制作實物如圖11 所示。將天線在暗室環境下通過矢量網絡分析儀進行測試,天線S11和S12仿真與實測結果對比如圖12 所示。可以看出,實測結果與仿真結果大致吻合,存在的微小誤差可能由于天線在加工制作中材料的參數帶來了影響。

圖11 天線實物圖Fig.11 Physical diagram of the antenna

圖12 S 參數仿真與實測結果Fig.12 The simulation and measurement results of S-parameters

3.2 輻射方向圖

天線輻射方向圖是指在距離天線一定位置處的電磁波輻射參量隨方向變化的圖形表示,通常分為E 面和H 面。天線在17.6,21.6 和26.6 GHz 處的E 面、H 面方向圖如圖13 所示。從圖13 可以看出,E 面與H面基本對稱,但是隨頻率的升高,方向圖受耦合的影響加強,所以會呈現出不穩定的效果,產生畸變,這也是在設計毫米波天線中所要犧牲的性能代價。

圖13 天線輻射方向圖Fig.13 Radiation patterns of the antenna

3.3 包絡相關系數(ECC)

為獲得良好的MIMO 天線性能,必要條件之一就是要求發射端與接收端天線間相關性較低。包絡相關系數(ECC)是表示MIMO 系統空間相關性系數的一種類型。理想條件下,ECC 值應為0,但實際上由于外界環境等的干擾,規定ECC 值小于0.5 即可。文中設計的天線ECC 仿真與實測結果如圖14 所示,從圖14可以看出,天線在K 波段范圍內ECC 小于0.001,滿足設計要求。

圖14 ECC 仿真與實測結果Fig.14 The simulation and measurement results of ECC

3.4 性能對比

對本文設計的天線與現有類似設計的天線進行性能比較,如表2 所示。根據工作頻帶同在K 波段內,與文獻[7-9]相比,本文天線尺寸更小,板材更便宜,加工費用更低;根據現有去耦方法,與文獻[14-17]加載寄生單元、設置缺陷地(Defected Ground Structure,DGS)結構、諧振環以及超材料折疊互補開口諧振環(Metamaterial Fold Complementary Ring Resonator,Meta-FCRR)等方法相比,本文采用寄生單元與CSRR 結合去耦,得到的天線在保證尺寸占優情況下,具有更低的包絡相關系數、更高的隔離度。綜上性能對比可以看出,該天線不僅設計方法效果顯著,而且利于實際加工應用,為天線的設計提供了一種參考方案。

表2 天線性能參數對比Tab.2 Comparison of antenna performance parameters

4 結論

本文提出了一款應用于K 波段的小型化MIMO 天線。通過在輻射貼片外圍切角、在接地板刻蝕矩形槽缺陷地結構,實現了天線的寬帶匹配特性;采用加載多開口槽矩形去耦寄生單元以及CSRR 諧振結構的方法,實現了天線單元間隔離度的提升。最終,設計的天線總尺寸為15 mm×24 mm×0.8 mm,工作頻段為17～27.2 GHz,隔離度均小于-18.3 dB,輻射增益較穩定,包絡相關系數ECC 小于0.001。與現有MIMO 天線相比,該天線在尺寸上占有較大優勢,各項性能良好,可以廣泛應用于相關領域中。