可增強信號覆蓋范圍的放大型信息超表面設計

吳利杰，楊漢卿，程強,3，崔鐵軍,3

（1.東南大學信息科學與工程學院，江蘇 南京 210096；2.東南大學毫米波國家重點實驗室，江蘇 南京 210096；3.東南大學移動信息通信與安全前沿科學中心，江蘇 南京 210096）

0 引言

在過去的幾年中，隨著5G 移動通信網絡的部署及快速發展，人們逐漸將注意力轉移到6G 移動通信網絡的開發上。隨著物聯網技術的快速發展，無處不在的無線連接將逐漸成為現實，這對6G 移動通信網絡的系統容量提出了更高的要求。同時，隨著接入設備逐漸變多，如何增強小區內信號覆蓋強度，提供更高的通信質量以及解決因越來越多的終端接入而帶來的不可忽視的能耗問題，也成為迫切需要解決的問題。

在現有的6G 技術方案中，超大規模天線系統可以利用高增益的陣列天線來增強小區內的信號覆蓋強度，然而由于建筑物、植物等遮擋物的存在，在整個小區范圍內依然會存在傳輸受阻的信號盲區，從而影響用戶的流暢體驗。為了解決這個問題，一種典型的方案是在小區內信號較差的位置引入中繼設備來增強信號的覆蓋范圍以及提高用戶的通信質量，以提供可靠的通信服務。但是面向未來6G 移動通信的毫米波中繼設備存在價格高昂、架構復雜、能耗高等缺點，無法適應6G 移動通信系統的需求。因此，信息超表面憑借其獨特的低成本、低能耗和簡單架構的特點得到了廣泛的關注。

傳統超表面由大量精心設計的無源電磁單元在二維平面上按照周期或非周期特性排列而成[1]。不同于傳統超表面，信息超表面在單元設計上引入PIN（positive-intrinsic-negative）二極管、變容二極管等可控元件，同時集成現場可編程門陣列、微控制單元等處理器，從而實現對空間電磁波智能的實時調控，形成幅度、相位、極化和頻率可調諧的電磁場[2-11]。這種對電磁波出色的調控能力使信息超表面在無線通信領域也開始發揮著重要作用[12-24]。近些年來，不少研究專注于利用信息超表面作為一種新型無線中繼，通過將其布置在室外或者室內環境，并結合已有的收發機實現對無線信道的聯合優化，從而對無線信道環境進行重塑，提高信噪比，增大信號覆蓋范圍[25-32]，為未來6G移動通信系統提供簡單高效的無線中繼能力。基于信息超材料的新型無線中繼系統如圖1 所示。當用戶和信號之間的直接鏈路被樹木遮擋時，信號可以通過在室外墻壁上的信息超表面反射。在這個過程中，人們可以通過控制超表面陣列的相位來使無線信號沿著所需方向中繼，從而為無線通信系統提供補充鏈路和提高信號質量。

圖1 基于信息超材料的新型無線中繼系統

但是，目前用于構造無線中繼系統的信息超表面大多數不具有信號放大能力，這就大大地限制了其作用距離。在實際應用中，基于信息超表面的無線中繼通信路徑往往比正常的通信路徑更長，這就導致了更多的路徑損耗。為解決這一問題，人們通常會采用更大的信息超表面陣列來提高陣面增益，以保證信號強度，但是這又導致了更高的硬件成本。若所使用的超表面單元具有信號放大能力，則有希望解決這一難題。文獻[33]提出了一種基于放大型超表面的單輸入多輸出系統的理論模型，并且通過數值仿真的方法驗證了該系統優異的工作性能。文獻[34]提出了一種放大型超表面單元的設計方法，但是該超表面中每個單元后面都帶有放大電路，結構較復雜和龐大且成本較高，限制了其在實際系統中的應用。

在此前放大型反射陣列天線的設計中，研究者通過在貼片天線單元上加載放大器，有效地增強了天線陣列的增益[35-37]。他們將這種設計思路拓展到了超表面，通過加載簡單放大器元件或者復雜放大器電路來控制散射波束以實現非互易效應[38-39]、反射波增強[40-42]、非線性特性[43-45]，乃至構建可編程衍射神經網絡[46]等功能。但上述放大型反射陣列天線或超表面只能工作在窄帶，甚至不具備動態的相位調制能力。更重要的是，以上多數設計中，通常每個單元都要加載一個放大器，這就導致了更高的硬件成本和功率消耗。這些缺陷大大地限制了它們在通信領域的應用，尤其是在要求低能耗、低成本、大帶寬的新型無線中繼系統中。

為了解決以上問題，本文提出了一種在寬帶內可以實現能量放大功能和2 bit 相位調制能力的放大型信息超表面單元結構。同時，通過引入功率合成和功率分配網絡，一個1×8 的超表面陣列只需加載單個放大器，就可以在完成反射波束有效成形的同時實現超過10 dB 的信號能量放大效果。這種設計大大地減少了超表面的陣面面積和放大器的數量，從而可以降低基于信息超表面的無線中繼系統的硬件成本。

相比于一般的有源中繼收發天線分離、微波鏈路復雜和有源器件較多的設計，本文提出的放大型信息超表面采用收發陣列一體化的設計，且該結構中僅包含二極管和單個放大器件，具有架構簡單、微波鏈路少的特點，可以有效地減小系統成本和能耗。而且，本文提出的放大型信息超表面在具備了信號放大能力的同時，還兼顧了傳統信息超表面通過低成本可控元件實現波束動態調控的特點，這是一般的有源中繼所無法做到的。綜上所述，若引入放大型信息超表面，在如圖1所示的工作場景中，相比于傳統的信息超表面，它可以提供更大的信號強度，從而增大信號的覆蓋范圍。同時，相比于一般有源中繼，放大型超表面能以更低的成本和能耗實現波束的動態調控和信號能量的放大。

本文的主要工作介紹如下。

1) 設計具有寬帶特性的反射式2 bit 放大型信息超表面的單元結構。已有的放大型超表面結構無法在寬帶范圍內同時實現能量的放大和相位的動態調節。本文給出了一種新的結構設計，使信息超表面在一個寬帶的范圍內同時實現了2 bit 調相和能量放大的效果。

2) 以減小能耗和降低成本為目標，引入了功率合成和功率分配網絡，將所設計的超表面單元進行組陣，在保證超表面工作性能不惡化的情況下，大大地減少了放大器的使用，使其更加符合實際應用。

3) 仿真結合理論計算驗證了該寬帶放大型信息超表面組陣后的工作性能。結果表明，本文提出的放大型信息超表面能夠有效地實現反射波束成形和信號能量放大的效果，大大地提升了陣面的增益，可以實現無線信號的覆蓋增強，同時具有低成本、低能耗的優點。

1 單元結構

本節介紹一種具有寬帶特性的反射式2 bit 放大型信息超表面單元結構的設計。該2 bit 信息超表面主要由一個1 bit 的信息超表面結構和一個可以在0°和90°這2種相位狀態切換的移相器組合而成。在加載放大器后，該信息超表面單元在一個相對較寬的頻帶內可以實現2 bit 的相位調制和能量放大。

1.1 1 bit 單元結構設計

1 bit 單元結構的三維視圖如圖2(a)所示，其主要由輻射貼片層、微帶縫隙層和金屬背板層構成。最上方的輻射貼片層由頂部的金屬輻射貼片和其下方的FR4 介質構成，其俯視圖如圖2(b)所示，其中的金屬輻射貼片沿x方向和y方向的尺寸（ax和ay）均為30.87 mm，而FR4 介質的厚度為1 mm，其相對介電常數εr=2.2，損耗角正切tanδ=0.025。中間的微帶縫隙層由金屬縫隙層、金屬微帶線層和兩者之間的Rogers 4350B 介質構成，其俯視圖如圖2(c)所示，其中，Rogers 4350B 介質的厚度為0.762 mm，相對介電常數εr=2.2，損耗角正切tanδ=0.003 7。最底部的金屬背板層被放置在距離微帶縫隙層30 mm 的下方來避免微帶縫隙層所產生的背向輻射，同時可以提高結構的整體效率。同樣地，輻射貼片層也被置于距離微帶縫隙層9 mm 的上方以實現兩層之間較好的阻抗匹配。該結構三層之間都由空氣介質填充，層與層之間在后續的設計加工中可以通過螺釘結構連接在一起。

圖2 1 bit 信息超表面的單元結構

該1 bit 信息超表面的工作機理如下。上方的金屬貼片被用來接收x極化的信號，信號能量由金屬貼片耦合到微帶縫隙層的縫隙并進一步耦合到該縫隙對應的微帶線上，只需將圖2(c)的端口1 和端口2 使用微帶線進一步連接起來，然后在該微帶線上加載放大器就可以實現信號能量的放大。經過放大后的信號可以從端口1 所對應的微帶線上進一步耦合到相對應的縫隙，最后通過上方的金屬貼片以y極化的方式重新輻射出去。

在這個過程中，反射波的1 bit 相位調制主要通過端口1 所對應的微帶路徑上的PIN 二極管不同的通斷狀態來實現調控。如圖2(c)所示，當PIN二極管1 呈導通狀態、PIN 二極管2 呈斷開狀態時，信號能量從端口1 進入，隨后沿著左側的微帶路徑耦合到縫隙上；相反，當PIN 二極管1 呈斷開狀態、PIN 二極管2 呈導通狀態時，信號能量從端口1 進入，隨后沿著右側的微帶路徑耦合到縫隙上。這樣一來，在這2 種不同的PIN 二極管的通斷狀態下，信號的能量正好實現了一個反相的狀態。而且由于這是幾何結構上的一種對稱特性，因此這種反相的狀態可以保持在一個比較寬的頻帶內。同時，為了使這種縫隙耦合的貼片式單元具有一個較大的工作帶寬，本文設計了一種沙漏式的縫隙結構，如圖2(d)所示。該結構可以在一個較寬的頻率范圍內提高金屬貼片和縫隙之間的阻抗匹配程度，并在兩者之間實現更好的能量耦合[47-49]。2 個沙漏式縫隙結構的相關參數如下：a1=7.80 mm，a2=1.80 mm，a3=7.95 mm，a4=0.95 mm；b1=6.25 mm，b2=12.80 mm，b3=8.50 mm，b4=5.70 mm，b5=12.55 mm，b6=17.60 mm。在該結構中，微帶線的寬度被設置為1.65 mm，這使其在3 GHz 時具有50 Ω 的特征阻抗，從而可以與加載在微帶線結構上的放大器實現一個良好的阻抗匹配。

按照以上設計，本文利用全波仿真軟件CST Microwave Studio 2016 對該結構的兩端口S參數進行了仿真，結果如圖3 所示。從圖3(a)和圖3(b)中可以看到，在2 種不同的相位狀態下，端口1和端口2 的反射系數在2.7～3.2 GHz 內都保持小于-10 dB 的狀態，2 種狀態的相位差則保持在176°～180°，這表明該1 bit 信息超表面單元可以在一個較寬的頻帶內實現較好的反射效率和相位調制。除此之外，從圖3(a)的S21曲線和圖3(b)的S12曲線可以看出，在工作頻帶內，由于端口1和端口2 是交叉極化的，因此它們之間保持著大于40 dB 的隔離度。這樣的高隔離度設計可以保證后續在加載放大器時其對應的電路可以實現較好的穩定性[36]。

圖3 不同狀態時的相位差及端口1 和端口2 的S 參數

1.2 0°/90°移相器設計

在1.1 節中，一個具有1 bit 相位調制功能的反射式信息超表面已經被成功設計并得到了仿真的驗證。本節的主要內容是設計一種0°和90°可以切換的移相器，該移相器可以加載在此前的1 bit 單元中，從而實現2 bit 的相位調制功能。

傳統的開關線型移相器需要用4 個開關控制電路狀態來切換相移，其成本較高，且開關控制的2 個微帶傳輸路徑之間需要隔開較遠的距離，以實現較好的隔離，來避免耦合所造成的衰減和相位誤差，這就導致該傳統結構具有較大的尺寸。為了克服以上問題，本節采用了一種小型化、低成本的0°/90°開關線型移相器，其整體結構如圖4 所示。該移相器整體印制在厚度為0.762 mm 的Rogers 4350B 介質上，以便后續集成到已有的1 bit 信息超表面單元上。

圖4 0°/90°移相器結構

該移相器主要通過控制PIN 二極管的通斷狀態來實現0°和90°的相位狀態的切換，其工作機理介紹如下。當PIN 二極管1 和PIN 二極管2 呈斷開狀態時，信號從端口1 沿著路徑B 抵達端口2；當PIN二極管1 和PIN 二極管2 呈導通狀態時，信號從端口1 沿著路徑A 抵達端口2。通過精心設計路徑B上的兩段彎折傳輸線的長度及其之間的縫隙寬度、路徑A 所經過的金屬貼片的大小，該結構可以很容易地實現由于傳輸路徑長短所造成的90°相位差，同時大大地減小了移相器的尺寸。

本文利用全波仿真的方法對移相器端口1 和端口2 的S參數進行了分析，以驗證該移相器設計的可行性，仿真結果如圖5 所示。從圖5 可以看出，在2.7～3.2 GHz 的頻率范圍內，移相器在2 種不同狀態下的傳輸損耗均小于1 dB，且端口1 的反射系數均小于-10 dB，同時其帶內的相位差變化約為80°～100°。因此，本文所設計的移相器具有小型化、低成本、低損耗和相移性能良好的特性。

圖5 0°/90°移相器端口的S 參數

1.3 2 bit 單元結構設計

結合1.1 節和1.2 節的設計，本節主要是將此前的1 bit 單元結構和0°/90°移相器結合起來以實現一個具有2 bit 相位調制功能的單元結構，同時探索該結構在未加載放大器以及加載放大器之后的綜合性能。

該2 bit 放大型信息超表面的單元結構整體依然與圖2(a)中的1 bit 信息超表面的單元結構一樣，同樣由輻射貼片層、微帶縫隙層和金屬背板層構成，整體單元尺寸沒有發生變化，且輻射貼片層的金屬貼片大小以及微帶縫隙層的金屬縫隙結構都沒有改變，唯一不同于1 bit 信息超表面單元的是其在微帶縫隙層中的微帶線結構進行了調整，調整后的結構如圖6 所示。從圖6 中可以看到，相比于圖2(c)，現結構在原來端口1 的微帶路徑后添加了1.2 節設計的0°/90°移相器結構。按照目前的設計，該單元可以接收x極化的信號，并將其通過一個放大器進行信號能量放大，隨后以y極化的方式將信號輻射出去且所輻射的y極化信號具有2 bit 的相位調制能力。該單元結構的主要工作機制同1.1 節所述，其主要通過頂層的輻射貼片接收x極化信號，然后能量被耦合到金屬縫隙上并進一步耦合到對應的微帶路徑上，通過放大器后，經過放大的信號通過微帶線耦合到另一金屬縫隙進而以y極化的形式經輻射貼片輻射出去。

圖6 2 bit 單元結構的微帶縫隙層的俯視圖

為分析該2 bit 單元結構的相位調制特性，本文首先在不加載放大器的情況下，利用全波仿真的方法，通過激勵端口1 并且在結構上方添加電場探針，可以得到該結構在4 種不同狀態下的相位。在設計中，本文通常將其中一種狀態定義為S0，其他狀態的相位按照S0的相位進行歸一化，由此就可以得到如圖7 所示的不同狀態下的相位。從圖7 中可以看到，在2.7～3.2 GHz 的工作范圍內，狀態S1～S3的相位分別為85°～95°、170°～175°和-110°～-95°，這體現了該放大型信息超表面單元在一個較寬頻帶內具有良好的2 bit 的相位調制能力，這種寬帶的相位調制能力是傳統的信息超表面所不具備的。

圖7 2 bit 結構在不同狀態下的相位

傳統的信息超表面多采用單諧振式的結構設計[9-12]，通過調節諧振的頻點來實現相位的調制，這就導致了它們只能在一個較窄帶的范圍內實現相位調制能力。不同于這樣的設計，本文采用了接收再輻射的單元設計形式，通過合理設計接收和發射單元并結合寬帶的1 bit 相位調制結構以及0°/90°移相器，最終實現了如上文所述的寬帶的2 bit 相位調制能力。

考慮該2 bit 單元結構在未加載放大器時的工作特性，即利用全波仿真軟件對端口1 和端口2 的S參數進行仿真，2 個端口在不同的相位調制狀態下的S參數的仿真結果如圖8 所示。從圖8 中可以看到，在4 種不同的相位狀態下，端口2 的反射系數S22在2.7～3.2 GHz 都保持小于-10 dB 的狀態，而端口1 的反射系數S11在3.1 GHz 之后超過-10 dB，這是因為所添加的移相器單元結構與縫隙之間的結構產生了一定的耦合，但是其在2.7～3.1 GHz 內依然保持小于-10 dB 的狀態。除此之外，從圖8(a)的S21和圖8(b)的S12曲線可以看出，相比于1 bit單元的情況，端口1 和端口2 之間的隔離度有所惡化，但是依然大于30 dB，這保證了端口1 和端口2之間加載的放大器可以正常工作。

圖8 2 個端口在不同的相位調制狀態下的S 參數的仿真結果

綜上所述，本節所設計的2 bit 單元具有良好的相位調制能力且在各個相位狀態下也能保持較好的工作狀態，如圖6 所示，其只需要在該結構的端口1 和端口2 之間加載一個放大器，即可實現信號的放大功能。下面本文將研究該2 bit 信息超表面單元在加載放大器下的工作狀態，首先在實際設計中，本文選用LEE-39+作為所需的放大器，它可以在2.7～3.2 GHz 內提供17.5～18.5 dB 的增益，同時具有良好的溫度穩定性、低噪聲特性和低能耗特性。

本文所設計的2 bit 放大型信息超表面在正入射的情況下的工作特性如圖9 所示，其中，Rx-y表示該單元接收x極化波而反射y極化波的轉化效率，在4 種不同的相位情況下，該結構在未加載放大器且選擇直接用微帶線連接端口1 和端口2 時，可以在2.7～3.1 GHz 的頻帶內保持大概-5 dB 的反射效率。在加載了放大器后，該結構可以在2.7～3.1 GHz 保持著至少10 dB 的增益，這意味著反射后的y極化波的能量是原先入射的x極化波的10 倍以上。

圖9 2 bit 放大型信息超表面在正入射的情況下的工作特性

綜上所述，該放大型信息超表面單元可以在2.7～3.1 GHz 的頻率范圍內（即相對工作帶寬為13.7%）同時實現2 bit 的相位調制能力和信號能量放大功能。這種寬帶范圍內的相位調制能力和信號能量放大功能是此前的放大型超表面所不具備的[38-42]。

2 組陣結構

如第1 節所述，本文提出的放大型信息超表面具有良好的相位調制能力和優異的信號能量放大功能。但是在該設計中，每個超表面單元都要單獨加載一個放大器，當進行實際組陣時，這樣的設計結構會使實際陣面需要加載大量的放大器，毫無疑問會大大地增加整體陣列的成本和能耗。同樣，已有的放大型超表面設計也有著相同的問題。許多超表面單元都需要單獨加載一個放大器[38,40-41]，有的單元甚至需要加載2 個[39]。相比于其所帶來的信號能量放大的效果，過高的成本和能耗讓這樣的設計有些得不償失。為了解決這個問題，文獻[50]考慮采用多個超表面單元組陣使用一個放大器的方法，并從理論上驗證了該方法有利于提高放大型超表面的能量效率，但是該文獻中并未提出超表面單元組陣的實際物理結構及探討其組陣后的實際物理性能。文獻[42]通過引入了功率合成網絡和功率分配網絡的設計，將4 個放大型超表面單元組成了2×2 的子陣，使其共用一個放大器以節約成本和降低能耗。但是在該設計中，研究者并未在超表面單元上引入相位調制結構，這就導致所述的放大型超表面單元并不具備相位調控能力，所形成的超表面陣面并不能對波束實現動態調控。需要指出的是，文獻[42]的組陣形式即使具備相位調制能力，也會因為其不合理的子陣設計導致波束掃描過程中產生不可避免的柵瓣。為了解決上述問題，本節也通過引入了功率合成和功率分配網絡的設計，將8 個單元進行1×8 形式的組陣，使其僅使用一個放大器。這樣的組陣設計在大大減少放大器使用的同時避免了波束掃描過程中柵瓣的影響。接下來，本文通過仿真驗證了該陣列可以實現對反射波束的靈活調控和信號能量放大的效果。

8 個單元組成的陣列如圖10(a)所示，其由單元沿y方向進行組陣而構成，同時為了給圖10(b)所示的金屬微帶層上所引入的功率分配網絡和功率合成網絡留出空間，整體的單元尺寸沿x方向進行了一些拓展，其余結構的尺寸和原來一樣保持不變。該陣列的工作機理如下。首先頂部的輻射貼片層接收x極化的電磁波信號，經過金屬縫隙層耦合到各個單元所對應的微帶線上，信號能量經由功率合成網絡至端口2。然后信號能量通過放大器后得到放大，放大后的信號通過端口1 經功率分配網絡進入各個單元的微帶路徑上。最后通過金屬縫隙層進一步耦合到輻射貼片層，輻射出y極化的電磁波信號。這樣的設計大大地減少了放大器的使用，降低了放大型信息超表面的成本和能耗。

圖10 8 個單元組成的陣列的和縫隙微帶層的俯視圖

放大型信息超表面單元進行如圖10 所示的組陣之后，可以通過調制各個單元的相位狀態來實現反射波束成形。本文利用全波仿真的方法，在平面波垂直入射的情況下，對所組成的陣列的反射波束的情況進行仿真，當控制 8 個單元的編碼狀態分別為0-0-0-0-0-0-0-0、3-2-2-1-1-0-0-0、1-0-3-2-1-0-3-2 和3-1-0-3-1-0-3-2（其中，0、1、2、3 分別指單元的狀態S0、S1、S2、S3）時，陣列可以使反射波束偏向0°、10°、20°和30°的位置。同理，只要將編碼順序反向，陣列則可以使反射波束偏向0°、-10°、-20°和-30°的位置。通過控制陣列上的單元呈現不同的編碼狀態，在3 GHz 時超表面陣列的水平面掃描角情況如圖11所示。從圖11 中可以看到，在不同的編碼序列下，本文所設計的信息超表面陣列可以將反射波束的出射角度在水平面上從-30°調節到30°。同時，相比于未加載放大器的超表面，該放大型超表面還可以使反射波束的能量相比于入射時得到了10 dB 的放大。

不同掃描角下陣列的增益如圖12 所示。從圖12 中可以看到，當控制反射波束在0°方向上反射時，陣列在2.7～3.1 GHz 的頻率范圍內都可以實現10 dB 的反射能量放大的效果。當控制反射波束在其他角度方向上反射時，陣列在工作頻率范圍內的放大效果相比于0°時會變得差一些。這是因為在波束進行水平面掃描角時，陣列中的單元需要處于不同編碼狀態，這樣會使單元之間產生更大的耦合，從而導致整體的能量放大效果的惡化。總體來說，該陣列在垂直入射的情況下對反射的電磁波進行了很好的波束成形和能量放大的效果，同時還減少了放大器的使用，降低了成本和能耗。

圖12 不同掃描角下陣列的增益

為了表明本文提出的放大型信息超表面陣列結構的寬帶的信號放大能力和相位調制能力以及低成本的特性，本文列舉了其他傳統信息超表面單元和部分放大型信息超表面單元的工作來進行對比，如表1 所示。從表1 中可以看出，相比于其他超表面單元的工作，本文在一個寬帶的范圍內兼顧了相位調制能力和信號能量放大效果，而且相比于其他放大型信息超表面，本文大大減少了放大器的使用，很大程度上降低了硬件成本和系統能耗。

表1 不同信息超表面的性能對比

3 結束語

本文針對信息超表面應用于無線中繼系統時信號覆蓋范圍有限的問題，設計了一種具有電磁能量放大功能的反射式2 bit 放大型信息超表面單元。該放大型超表面單元可以在2.7～3.1 GHz 的寬帶范圍內同時實現2 bit的相位調制和10 dB以上的信號能量放大效果。同時，本文在將單元進行組陣的情況下，通過引入功率合成和功率分配網絡來減少放大器的使用以實現降低成本和能耗的作用。由超表面單元所組成的陣列的仿真結果表明，本文所設計的放大型超表面陣列可以有效地實現反射波束成形和信號能量放大。

需要指出的是，本文旨在提出一種放大型信息超表面及其陣列的設計思路，作為原有信息超表面的延拓。本文通過選擇2.7～3.1 GHz 的頻段驗證了本文所提出的放大型信息超表面在寬帶范圍內的放大以及相位調制能力。在后續的實際應用中，可以根據實際的通信頻段的需求，合理地設計所需要的放大型信息超表面，從而使其僅在自身系統的頻帶內工作，避免對其他系統的干擾和惡化以及對公共電磁環境的影響。

綜上所述，基于本文的設計思路，還可以設計相關的放大型信息超表面來應用到基于信息超表面的新型無線中繼系統中，為增大無線信號覆蓋范圍提供一種新的解決方案。