基于并行架構(gòu)的寬帶擴(kuò)頻信號(hào)捕獲技術(shù)研究

王博業(yè)，耿虎軍，王西奪，陳韜亦

(中國電子科技集團(tuán)公司 第54研究所，石家莊 050081)

0 引言

隨著通信技術(shù)的發(fā)展，通信系統(tǒng)對(duì)信號(hào)的抗干擾、抗截獲能力提出了越來越高的要求。擴(kuò)頻通信系統(tǒng)通過將傳輸信號(hào)的頻譜擴(kuò)展，將有效信號(hào)隱藏在擴(kuò)展后的信號(hào)中，使得傳輸信號(hào)擁有了更強(qiáng)的抗干擾抗截獲能力，也因此廣泛應(yīng)用于軍用通信和民用通信領(lǐng)域。

在衛(wèi)星通信系統(tǒng)中，衛(wèi)星處于高速運(yùn)動(dòng)狀態(tài)，其傳輸?shù)降孛娼邮赵O(shè)備的信號(hào)由于高速相對(duì)運(yùn)動(dòng)會(huì)產(chǎn)生多普勒頻移，使得傳輸信號(hào)頻率被拉伸或者壓縮，多普勒頻移會(huì)對(duì)信號(hào)的解擴(kuò)解調(diào)帶來很大的麻煩，帶寬越寬的信號(hào)受到的影響越大；而且衛(wèi)星與地面接收設(shè)備之間距離很遠(yuǎn)，傳輸過程中會(huì)受到各種干擾，使得接收信號(hào)十分微弱[2-3]。因此研究高動(dòng)態(tài)低信噪比環(huán)境下寬帶擴(kuò)頻信號(hào)的捕獲具有非常重要的意義。

在高頻段采用寬帶擴(kuò)頻信號(hào)同時(shí)也給算法設(shè)計(jì)和工程實(shí)現(xiàn)帶來了一系列問題，比如，寬帶信號(hào)的調(diào)制和采樣問題；寬帶寬、大多普勒情況下擴(kuò)頻信號(hào)捕獲問題；寬帶寬、大多普勒變化率情況下擴(kuò)頻信號(hào)跟蹤問題[4]；在同樣的擴(kuò)頻碼周期下，擴(kuò)頻碼率越高，需要檢測(cè)的碼模糊度越大；同時(shí)信號(hào)帶寬越寬，硬件實(shí)現(xiàn)時(shí)越復(fù)雜[5-7]。

針對(duì)這些問題，國內(nèi)外學(xué)者也進(jìn)行了大量的研究。目前常用的捕獲方法有滑動(dòng)相關(guān)捕獲法[8]，頻域并行捕獲法[9]，基于PMF-FFT的捕獲方法[10]。在這些方法研究基礎(chǔ)上，為了進(jìn)一步優(yōu)化捕獲性能，有些學(xué)者又提出了基于PMF-FFT的頻域雙并行捕獲方法[11]，分?jǐn)?shù)階傅里葉變換(FRFT，fractional fourier transform)及部分匹配濾波(PMF，partially matched filtering)的捕獲方法[12]等，但是以上方法均只適用于多普勒變化率比較小的環(huán)境，無法適用于高動(dòng)態(tài)環(huán)境。針對(duì)高動(dòng)態(tài)環(huán)境下信號(hào)捕獲的研究，有學(xué)者提出了Turbo迭代捕獲算法[15]，這種算法由多普勒消除環(huán)路和碼字判決環(huán)路雙環(huán)路迭代完成，消除了實(shí)時(shí)多普勒頻率和多普勒變化率的影響，在高動(dòng)態(tài)環(huán)境下實(shí)現(xiàn)更好的捕獲性能。文獻(xiàn)[16]提出了一種基于帶通濾波器的Zoom-FFT選帶分析算法，該算法通過提高捕獲頻率的分辨率減小載波頻率估計(jì)的誤差，實(shí)現(xiàn)高動(dòng)態(tài)環(huán)境下信號(hào)的捕獲；文獻(xiàn)[17]在載波多普勒和多普勒變化率方面采用了延時(shí)自相關(guān)FFT算法，在偽碼捕獲方面，采用基于FFT的偽碼頻域循環(huán)相關(guān)算法，實(shí)現(xiàn)高動(dòng)態(tài)條件下信號(hào)捕獲；文獻(xiàn)[18]針對(duì)經(jīng)典算法受頻偏影響的局限性，提出一種基于信號(hào)多樣本點(diǎn)串行快速傅里葉變換的信號(hào)捕獲算法,通過串行執(zhí)行多個(gè)樣本點(diǎn)的FFT，采用非相干積分后的峰值搜索得到捕獲結(jié)果；針對(duì)傳統(tǒng)捕獲方法無法實(shí)現(xiàn)對(duì)高動(dòng)態(tài)環(huán)境下二進(jìn)制偏移載波(BOC，binary offset carrier)信號(hào)的捕獲問題，文獻(xiàn)[19]提出了一種分?jǐn)?shù)階傅里葉變換(FRFT)與離散多項(xiàng)式相位變換(DPT，discrete polynomial phase transformation)相結(jié)合的算法，該算法首先根據(jù)定階運(yùn)算得到接收信號(hào)的動(dòng)態(tài)階數(shù)來判定是否需要進(jìn)行降階處理，然后通過對(duì)FRFT捕獲算法輸出的譜峰值搜索得到動(dòng)態(tài)參數(shù)和碼相位的估計(jì)值來完成捕獲。綜上所述，以上方法都在傳統(tǒng)的捕獲方法上作了一些改進(jìn)，但都有無法適用于寬帶寬的局限性，因此需要研究新的方法以實(shí)現(xiàn)寬帶擴(kuò)頻信號(hào)的捕獲。

圖1 算法流程圖

本論文重點(diǎn)研究寬帶寬、大多普勒情況下擴(kuò)頻信號(hào)捕獲，在較高的頻段下采用寬帶擴(kuò)頻技術(shù)，一方面接收到的載波多普勒比低頻段信號(hào)高，另一方面同樣的目標(biāo)運(yùn)動(dòng)速度，擴(kuò)頻碼速率越高，碼多普勒越大。針對(duì)以上問題，提出一種適用于大動(dòng)態(tài)，低信噪比環(huán)境下的寬帶擴(kuò)頻信號(hào)捕獲方法。該方法采用并行處理架構(gòu)，并在此基礎(chǔ)上進(jìn)行多普勒補(bǔ)償，相干積分，最后采用二次捕獲消除多普勒變化率帶來的影響。該方法可以實(shí)現(xiàn)大動(dòng)態(tài)低信噪比環(huán)境下寬帶擴(kuò)頻信號(hào)的捕獲。

1 算法流程設(shè)計(jì)

在擴(kuò)頻通信中，由于接收機(jī)和衛(wèi)星的相對(duì)速度變化使得接收信號(hào)產(chǎn)生了多普勒頻偏。接收信號(hào)通常表達(dá)為：

r(t)=A·d(t)·pn(t)·cos(2π(fc+fd)t)+n0(t)

(1)

式中,A為接收信號(hào)幅度，d(t)為接收到的數(shù)據(jù)，pn(t)為偽碼序列，cos(2π(fc+fd)t)為帶有多普勒頻移的接收載波，其中fc為載波中心頻率，fd為多普勒頻移，n0(t)為白噪聲。

本文研究的接收信號(hào)為中頻信號(hào)，中頻頻率為1.2 GHz，信號(hào)帶寬達(dá)到了500 MHz，采樣率為1.6 GHz。經(jīng)過采樣后首先進(jìn)行正交下變頻，經(jīng)過混頻濾波抽取后，I、Q路等效速率為800 MHz。由于FPGA無法直接對(duì)800 MHz的數(shù)據(jù)速率進(jìn)行處理，因此需要采用并行處理方式?？紤]到實(shí)際情況下，目標(biāo)的遠(yuǎn)近效應(yīng)影響，接收到的信號(hào)電平范圍較大，如果采用固定門限的捕獲方法，很容易產(chǎn)生虛警，因此采用二次搜索的方法，第一步完成捕獲門限的動(dòng)態(tài)查找和粗多普勒的搜索，第二步完成精多普勒搜索和偽碼搜索，在每一步搜索過程中采用載波多普勒串行搜索方法。

算法流程設(shè)計(jì)如圖1所示，有串并轉(zhuǎn)換模塊，并行下變頻，并行偽碼NCO，并行載波NCO，捕獲處理模塊等。

2 核心模塊設(shè)計(jì)

2.1 并行載波NCO模塊

如果載波多普勒過大，會(huì)出現(xiàn)即使偽碼碼片對(duì)齊相干積分結(jié)果也無法出現(xiàn)最大峰值的情況，而且過大的載波多普勒會(huì)產(chǎn)生偽碼多普勒，使得在駐留時(shí)間內(nèi)偽碼碼片會(huì)產(chǎn)生較大的偏移，從而導(dǎo)致本地碼與接收碼無法對(duì)齊，擴(kuò)頻碼無法解擴(kuò)，致使捕獲失敗[20]。因此下變頻模塊對(duì)載波多普勒搜索范圍進(jìn)行分段，使得每段搜索范圍內(nèi)的載波多普勒不會(huì)產(chǎn)生大于半個(gè)碼片的偽碼多普勒，同時(shí)保證相干積分結(jié)果會(huì)出現(xiàn)峰值，本節(jié)也會(huì)分析載波多普勒和偽碼多普勒對(duì)偽碼捕獲的影響。

并行下變頻模塊用到了并行載波NCO。本地載波NCO的采樣鐘頻率為1.6 GHz，其中I路1.6 GHz，Q路1.6 GHz。如此高的采樣率在FPGA中無法直接實(shí)現(xiàn)，需要進(jìn)行并行處理。根據(jù)上述下變頻模塊的處理方式，需要產(chǎn)生數(shù)據(jù)速率為I路1.6 GHz,Q路1.6 GHz的載波，本文采用16路并行的方式，每一路為系統(tǒng)采樣率100 MHz。

并行處理的設(shè)計(jì)方式如下，將原來串行的1路相位值并行為16路，設(shè)串行載波NCO的頻率控制字為C，并行處理時(shí)每兩路之間的對(duì)應(yīng)位置的相位差為C，每一路兩兩之間的相位差為16*C。這樣處理就可以實(shí)現(xiàn)串并之間的轉(zhuǎn)換，使用比串行模式低的采樣頻率達(dá)到與串行載波NCO同樣的效果。

2.2 并行下變頻模塊

采樣接收到的信號(hào)可表示為：

r(k)=A·d(k)·pn(k)·cos(2π(fc+fd)kTs)+n0(k)

(2)

Ts為采樣速率的倒數(shù)，經(jīng)過串并轉(zhuǎn)換為16路并行信號(hào)，與并行載波NCO產(chǎn)生的I、Q各16路信號(hào)進(jìn)行正交下變頻，隨后經(jīng)過濾波，二倍抽取后，輸出信號(hào)為I、Q各8路的并行信號(hào)，下變頻之后信號(hào)的表達(dá)式為：

r1(k)=A·d(k)·pn(k)·ej2πfdkTs+n1(k)

(3)

式中,n1(k)為復(fù)數(shù)噪聲。并行下變頻模塊如圖2所示。

圖2 并行下變頻模塊

2.2.1 載波多普勒對(duì)相干積分的影響

因?yàn)橛杏眯盘?hào)項(xiàng)和噪聲項(xiàng)相互獨(dú)立，所以載波多普勒對(duì)有用信號(hào)項(xiàng)和噪聲項(xiàng)的影響可以分開考慮，載波多普勒對(duì)噪聲項(xiàng)累加結(jié)果的統(tǒng)計(jì)特性沒有影響，下面僅僅考慮載波多普勒對(duì)有用信號(hào)項(xiàng)的影響且忽略數(shù)據(jù)的影響。

設(shè)下變頻之后I、Q兩路的信號(hào)表達(dá)式分別為：

qs(k)=-A·pn(k)·sin(2πfdTck+φ)

(4)

is(k)=A·pn(k)·cos(2πfdTck+φ)

(5)

式(3)～(4)中,A為接收信號(hào)的幅度值，d(k)為數(shù)據(jù)，pn(k)為采樣后的偽碼，fd為載波多普勒頻移，Tc為碼片寬度，φ為接收信號(hào)的相位。

將qs(k),is(k)與本地碼進(jìn)行相關(guān)運(yùn)算，受調(diào)制數(shù)據(jù)影響，相干積分時(shí)間為一個(gè)數(shù)據(jù)符號(hào)長度，相干積分后的輸出分別記作Qs(p,fd),Is(p,fd)：

(6)

(7)

(8)

其中:Rpn(p)表示偽隨機(jī)PN碼在τ=pTc時(shí)，對(duì)偽隨機(jī)碼抽樣后生成的偽隨機(jī)序列的自相關(guān)函數(shù)。T為接收偽碼的周期。

由式(8)可知，在偽碼已同步情況下，多普勒頻移對(duì)相干積分幅值的影響可用η(fd)表示，載波多普勒對(duì)相干積分的影響如圖3所示。

圖3 載波多普勒對(duì)相干積分的影響

由圖可知，當(dāng)fdT很小時(shí)，相干積分損失很小，當(dāng)fd較大，或者相干積分時(shí)間T較長時(shí)，相干積分損失也變大，從而導(dǎo)致門限判決單元輸入信噪比的下降，導(dǎo)致漏警率增大，會(huì)延長捕獲時(shí)間。當(dāng)fdT=1時(shí)，即使偽碼碼片對(duì)齊也不會(huì)有相干積分峰值出現(xiàn)，導(dǎo)致無法捕獲成功。

由式(8)可知，為了降低載波多普勒對(duì)偽碼捕獲的影響，一方面可以縮小fd的搜索范圍，另一方面可以縮短相干積分時(shí)間T。

2.2.2 偽碼多普勒對(duì)相干積分的影響

偽碼和調(diào)制載波均用于處理傳輸數(shù)據(jù)，在傳輸過程中，由于載波多普勒的影響，偽碼碼片也會(huì)產(chǎn)生偏移，二者的換算關(guān)系如下：

(9)

其中:fd為載波多普勒，fpn為偽碼多普勒，fsp為傳輸信號(hào)的射頻頻率，Rpn為偽碼速率。

當(dāng)接收機(jī)與衛(wèi)星相向運(yùn)動(dòng)時(shí)，此時(shí)接收到的偽碼碼片被壓縮。

設(shè)εi為由于碼多普勒帶來的碼片偏移量，在碼片前沿對(duì)齊情況下，以第m+i個(gè)碼片為例，相關(guān)運(yùn)算結(jié)果為:

(10)

式(10)中,M為相關(guān)運(yùn)算碼片數(shù)，由式(10)可得，在碼片對(duì)齊時(shí)，即m=0時(shí)，相關(guān)運(yùn)算結(jié)果為:

(11)

因此即使是在碼片對(duì)齊情況下，相關(guān)結(jié)果也有損失。

當(dāng)接收機(jī)與衛(wèi)星相背運(yùn)動(dòng)時(shí)，此時(shí)接收到的碼片被拉伸。此時(shí)得到的相關(guān)運(yùn)算結(jié)果為:

(12)

當(dāng)碼片對(duì)齊時(shí)，即m=0時(shí)，相關(guān)結(jié)果為:

(13)

由于載波多普勒導(dǎo)致碼片偏移，本地碼和接收碼不僅在進(jìn)行相關(guān)運(yùn)算時(shí)會(huì)有損失，導(dǎo)致相干積分峰值降低，偽碼多普勒還會(huì)導(dǎo)致相干積分峰旁瓣峰值增加，甚至接近主瓣峰值，從而導(dǎo)致虛警概率增大，延長捕獲時(shí)間。

2.3 并行偽碼NCO模塊設(shè)計(jì)

2.4 捕獲模塊設(shè)計(jì)

根據(jù)上述分析，本方案采用頻率分段+匹配濾波的方式，該方式操作簡單且效率高，資源消耗較傳統(tǒng)捕獲方法大，但對(duì)硬件平臺(tái)要求不是很高。

2.4.1 捕獲參數(shù)設(shè)計(jì)

本方案中，射頻頻率為33 GHz，偽碼速率為310 MHz，采樣率1.6 GHz，I、Q路各并行8路，單路100 MHz，載波多普勒搜索范圍為±800 kHz，載波多普勒變化率±100 kHz/s。根據(jù)對(duì)應(yīng)關(guān)系算出偽碼多普勒為±7 515 Hz。

擴(kuò)頻信號(hào)的捕獲包含載波和偽碼兩部分，輸入為一帶有載波多普勒和偽碼多普勒的信號(hào)，捕獲模塊輸出載波多普勒和偽碼相位的粗略值。

載波捕獲階段采用分段捕獲方式，在每個(gè)頻段內(nèi)搜索碼相位，每段的選取要把載波多普勒對(duì)偽碼相位的影響控制在半個(gè)碼片之內(nèi)。

本文研究的擴(kuò)頻碼是二重?cái)U(kuò)頻碼，因此可將偽碼捕獲分為內(nèi)碼滑動(dòng)相關(guān)和外碼匹配濾波兩階段。內(nèi)碼周期為31，外碼周期為1 020，內(nèi)碼相關(guān)時(shí)采用滑動(dòng)相關(guān)的方法，每次移動(dòng)半個(gè)碼片，再將本地碼與接收碼進(jìn)行相關(guān)運(yùn)算，相關(guān)后的速率變?yōu)?0 MHz，這時(shí)偽碼速率較低，不再需要并行處理。外碼匹配濾波時(shí)采用1 020長的匹配濾波器，匹配濾波器系數(shù)與本地偽碼周期一致。只有當(dāng)內(nèi)碼和外碼都對(duì)齊時(shí)匹配濾波器結(jié)果才會(huì)出現(xiàn)最大相關(guān)峰。采用這種方法只需要設(shè)計(jì)1 020長的匹配濾波器即可，節(jié)省了設(shè)計(jì)資源。

為了提高信號(hào)處理增益，改善捕獲性能，信號(hào)要進(jìn)行相干積分。接收信號(hào)等效載噪比為62 dBHz，數(shù)據(jù)符號(hào)速率為1 Msps時(shí)，符號(hào)信噪比為2 dB，在一個(gè)符號(hào)內(nèi)進(jìn)行積分遠(yuǎn)遠(yuǎn)不能達(dá)到捕獲檢測(cè)概率要求，因此還需要結(jié)合非相干處理?？紤]到載波多普勒對(duì)捕獲的影響、偽碼對(duì)不準(zhǔn)對(duì)捕獲的影響，非相干累加次數(shù)設(shè)計(jì)為200次，此時(shí)非相干累加增益大約為16 dB，累加后總的信噪比可以滿足捕獲概率的要求。

由于碼多普勒的存在，當(dāng)分段間隔為100 kHz時(shí)，經(jīng)載波輔助后，當(dāng)前頻帶內(nèi)的最大碼多普勒為：

(14)

本文中相干積分時(shí)間為1 μs，非相干積分點(diǎn)數(shù)為200，考慮到移位寄存器初始狀態(tài)不確定，駐留時(shí)間取0.3 ms。在駐留時(shí)間內(nèi)，偽碼偏移0.282，所以滑動(dòng)半個(gè)碼片之后實(shí)際上碼片變化0.5-0.282=0.218。為了保證能遍歷所有的碼相位，內(nèi)碼滑動(dòng)次數(shù)應(yīng)該為31/0.218=143次。

2.4.2 詳細(xì)捕獲流程

捕獲流程為：捕獲環(huán)節(jié)開始后，首先從多普勒分段1開始滑動(dòng)內(nèi)碼相位，內(nèi)碼相關(guān)處理后，數(shù)據(jù)速率降為10 MHz，此時(shí)外碼作匹配濾波，外碼與匹配濾波器系數(shù)對(duì)應(yīng)相乘后產(chǎn)生1 020個(gè)值。由于本文中數(shù)據(jù)速率為1 MHz，外碼速率為10 MHz，所以1 020個(gè)外碼中包含102個(gè)數(shù)據(jù)，帶數(shù)據(jù)進(jìn)行匹配濾波會(huì)造成較大的損失。為了避免數(shù)據(jù)影響，將每10個(gè)外碼相關(guān)結(jié)果相加得到一個(gè)值，這樣就產(chǎn)生了102個(gè)值，再將每個(gè)值作平方運(yùn)算然后求和，得到一個(gè)值，外碼匹配濾波一個(gè)周期之后，產(chǎn)生1 020個(gè)值，重復(fù)上述運(yùn)算，再得到1 020個(gè)值，將對(duì)應(yīng)位置的兩個(gè)值相加，這樣滑動(dòng)一次內(nèi)碼碼片就產(chǎn)生了1 020個(gè)峰值。之后滑動(dòng)內(nèi)碼碼片進(jìn)行下一次運(yùn)算，當(dāng)?shù)谝欢味嗥绽账阉鞣秶瑒?dòng)結(jié)束后，產(chǎn)生1 020*143=145 860個(gè)匹配濾波結(jié)果。此時(shí)多普勒搜索范圍切換至分段2，當(dāng)遍歷完所有16個(gè)分段后，產(chǎn)生1 020*143*16=2 333 760個(gè)相關(guān)峰，記最大相關(guān)峰為p1，并設(shè)定門限值。由于遍歷時(shí)間為0.3 ms*143*16=0.686 4 s，多普勒變化率為±100 kHz/s，所以在此期間載波多普勒和偽碼相位都會(huì)有偏移，載波多普勒偏移量為±68.64 kHz，要在此分段及前后相鄰8個(gè)分段，共9個(gè)分段內(nèi)重新搜索碼相位，記下此過程中的最大相關(guān)峰p2，并比較p2和門限值大小，如果高于門限值，則認(rèn)為捕獲成功，記錄下p2所在的分段位置和內(nèi)碼，外碼碼片位置，立即將這三個(gè)數(shù)據(jù)輸入跟蹤模塊。

3 仿真驗(yàn)證及性能分析

本文研究的調(diào)制信號(hào)體制為BPSK調(diào)制體制，數(shù)據(jù)速率為1 MHz，偽碼速率為310 MHz，偽碼采用二重?cái)U(kuò)頻的形式，內(nèi)碼周期為31，外碼周期為1 020，載波多普勒接收模擬范圍為±800 kHz，多普勒變化率為±100 kHz/s，等效接收信號(hào)載噪比為62 dBHz。其中并行偽碼產(chǎn)生模塊使用Vivado進(jìn)行仿真，其余模塊使用Matlab進(jìn)行仿真驗(yàn)證。

3.1 并行偽碼產(chǎn)生

本文的并行偽碼產(chǎn)生通過頻率控制字對(duì)碼片地址進(jìn)行計(jì)算，圖4，圖6是將并行與串行的時(shí)鐘和碼片地址進(jìn)行對(duì)比，圖5是并行方式產(chǎn)生的碼片地址。

圖4中sys_clk為單路并行時(shí)鐘，sys_clk1為串行時(shí)鐘，從圖中可看出串行時(shí)鐘是單路并行時(shí)鐘速率的8倍，并行處理方式降低了采樣鐘速率。

圖4 串并采樣鐘速率對(duì)比

圖5為并行產(chǎn)生的碼片地址，pn_nco_index0-7為單路采得的碼片地址。

圖5 并行方法產(chǎn)生的單路碼片地址

Index為并行產(chǎn)生之后再將其串行起來的偽碼碼片地址，pn_nco_index00為串行產(chǎn)生的偽碼碼片地址，從圖6中可以看出由于初始地址值不同造成的碼片地址數(shù)的偏差外，二者是相同的，本文提出的新的并行偽碼產(chǎn)生方式可以正確地產(chǎn)生并行偽碼。

圖6 并行和串行產(chǎn)生的碼片地址對(duì)比

3.2 載波多普勒對(duì)捕獲性能的影響

經(jīng)過第二節(jié)的分析，殘余多普勒會(huì)對(duì)相干積分結(jié)果產(chǎn)生影響，進(jìn)而影響捕獲性能，本文通過對(duì)載波多普勒進(jìn)行不同頻率的補(bǔ)償，得到了殘余多普勒對(duì)相干積分峰值的影響，如圖7所示。

圖7 殘留多普勒對(duì)相關(guān)峰值的影響

從圖7中可以看到，當(dāng)殘余多普勒為60 kHz時(shí)，相關(guān)峰值為3.01，當(dāng)殘余多普勒為400 kHz時(shí)，相關(guān)峰值為2.2，當(dāng)殘余多普勒為1 MHz時(shí)，相關(guān)峰值為1.2。由此可得當(dāng)殘余多普勒非常大時(shí)，匹配濾波結(jié)果無法出現(xiàn)明顯峰值，隨著多普勒減小，捕獲信噪比變大，峰值逐漸明顯。多普勒搜索步進(jìn)過大會(huì)影響捕獲性能，搜索步進(jìn)過小會(huì)延長捕獲時(shí)間，所以在仿真時(shí)要選擇合適的多普勒搜索步進(jìn)?？紤]到載波多普勒對(duì)捕獲的影響、偽碼對(duì)不準(zhǔn)對(duì)捕獲的影響，本文設(shè)計(jì)相干積分時(shí)間為1 μs，非相干累加次數(shù)設(shè)計(jì)為200次，此時(shí)非相干累加增益大約為16 dB，累加后總的信噪比可以滿足捕獲概率的要求。

3.3 仿真結(jié)果

本文進(jìn)行了內(nèi)碼滑動(dòng)相關(guān)和外碼匹配濾波，得到捕獲成功的結(jié)果圖，如圖8所示。當(dāng)內(nèi)外碼片都對(duì)齊和內(nèi)外碼片任何一個(gè)沒有對(duì)齊時(shí)的仿真結(jié)果如圖9，圖10所示。

圖8 捕獲結(jié)果

圖9 碼片對(duì)齊時(shí)的仿真結(jié)果

圖10 碼片未對(duì)齊時(shí)的仿真結(jié)果

從圖9中可以看出由于偽隨機(jī)序列良好的自相關(guān)性，在內(nèi)碼和外碼碼片都對(duì)齊時(shí)，外碼匹配濾波結(jié)果有一個(gè)明顯的峰值；圖10中，內(nèi)碼或外碼碼片任何一個(gè)沒有對(duì)齊時(shí)，外碼匹配濾波結(jié)果沒有峰值，致使捕獲失敗。

3.4 捕獲時(shí)間計(jì)算

第一次捕獲用時(shí)0.3 ms*143*16=0.686 4 s，由于多普勒變化率的影響，載波多普勒和偽碼相位在這段時(shí)間內(nèi)都會(huì)有偏移，因此第一次捕獲設(shè)定捕獲門限值，需要二次捕獲以獲得更精確的載波多普勒和偽碼相位，第二次捕獲遍歷5個(gè)分段，總用時(shí)0.3 ms*143*5=0.214 5 s，捕獲一次總用時(shí)為0.686 4+0.214 5=0.900 9 s。

4 結(jié)束語

與傳統(tǒng)捕獲方法在大動(dòng)態(tài)低信噪比環(huán)境下只能捕獲窄帶信號(hào)相比，本算法采用并行處理方式，對(duì)多普勒搜索范圍分段，結(jié)合內(nèi)碼滑動(dòng)相關(guān)與外碼匹配濾波，實(shí)現(xiàn)了寬帶擴(kuò)頻信號(hào)在大動(dòng)態(tài)低信噪比環(huán)境下的捕獲。

仿真結(jié)果表明，在62 dBHz的載噪比，數(shù)據(jù)符號(hào)速率為1 Msps，偽碼速率為310 MHz，采樣率1.6 GHz，載波多普勒搜索范圍為±800 kHz，載波多普勒變化率±100 kHz/s條件下，該方法可以在0.900 9 s內(nèi)實(shí)現(xiàn)對(duì)寬帶擴(kuò)頻信號(hào)的捕獲，向跟蹤模塊輸入載波多普勒和偽碼相位。為了提升算法的捕獲性能，結(jié)合相干積分與非相干積分提升信號(hào)處理增益，與傳統(tǒng)捕獲方法不同，本文采用了新的并行偽碼產(chǎn)生方式，通過對(duì)偽碼碼片地址進(jìn)行計(jì)算的方式更精確快速產(chǎn)生并行偽碼；通過采用內(nèi)外碼結(jié)合的方式大大降低了運(yùn)算量，從而降低了硬件實(shí)現(xiàn)的復(fù)雜度；通過對(duì)信號(hào)進(jìn)行二次捕獲消除了高動(dòng)態(tài)對(duì)捕獲精準(zhǔn)度的影響，提升了捕獲性能。

隨著擴(kuò)頻技術(shù)的發(fā)展，考慮到擴(kuò)頻信號(hào)的優(yōu)點(diǎn)，寬帶擴(kuò)頻信號(hào)的捕獲會(huì)成為重點(diǎn)設(shè)計(jì)內(nèi)容，該算法會(huì)在縮短捕獲時(shí)間上進(jìn)一步研究，以實(shí)現(xiàn)對(duì)寬帶擴(kuò)頻信號(hào)的快速捕獲。