基于自適應(yīng)虛擬阻抗多換流器微電網(wǎng)切換運(yùn)行控制策略研究

田素娟，王藝龍，周志強(qiáng)

（1.包頭職業(yè)技術(shù)學(xué)院 電氣工程系，內(nèi)蒙古包頭，014030；2.國網(wǎng)江蘇省電力有限公司超高壓分公司，江蘇南京，211102）

目前，國內(nèi)的微電網(wǎng)技術(shù)已經(jīng)取得了長足的發(fā)展，但是對于基于自適應(yīng)虛擬阻抗的多換流器微電網(wǎng)切換運(yùn)行穩(wěn)定性研究還不夠深入，本文以基于自適應(yīng)虛擬阻抗的多換流器微電網(wǎng)切換運(yùn)行研究為新型研究方向，開展研究。

1 自適應(yīng)虛擬阻抗多換流器微電網(wǎng)策略

基于自適應(yīng)虛擬阻抗的多換流器微電網(wǎng)切換運(yùn)行研究，其中的微電源主要由當(dāng)前具有巨大應(yīng)用前景的風(fēng)力發(fā)電和光伏發(fā)電這兩種互補(bǔ)的新能源系統(tǒng)組成，儲(chǔ)能裝置擬采用當(dāng)前技術(shù)相對成熟可靠的磷酸鐵鋰電池。

■1.1 拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)設(shè)計(jì)

采用國內(nèi)、外示范工程主流的微電網(wǎng)結(jié)構(gòu)——主從結(jié)構(gòu)，設(shè)計(jì)了多換流器微電網(wǎng)的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)類型，多換流器微電網(wǎng)結(jié)構(gòu)圖如圖1 所示。

圖1 多換流器微電網(wǎng)拓?fù)鋱D

1.1.1 三相橋式電壓型逆變器拓?fù)鋱D

三相橋式電壓型逆變器拓?fù)鋱D如圖2 所示。

圖2 三相逆變器拓?fù)鋱D

典型三相橋式電壓型逆變器拓?fù)鋱D如圖2 所示，該電路的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)采用六個(gè)IGBT 作為電壓型逆變電路的自關(guān)斷開關(guān)器件，電路中的兩個(gè)電容的作用主要是利用電容的儲(chǔ)能功能，使輸出的電壓平穩(wěn)，起到穩(wěn)壓作用，而每個(gè)IGBT 并聯(lián)一個(gè)二極管的作用主要是給逆變器的導(dǎo)通階段提供續(xù)流，LC 濾波器在電路中的主要作用是濾除因電力電子器件等存在使電路產(chǎn)生的諧波，濾波器對于逆變器的運(yùn)行至關(guān)重要，其參數(shù)的選擇是否合適直接關(guān)系到系統(tǒng)的正常運(yùn)行，因此必須對其參數(shù)進(jìn)行慎重選擇。

由圖2 可推導(dǎo)出濾波電感 fL的狀態(tài)方程是:

濾波電容Cf的狀態(tài)方程是:

上面的式子中vs，v1，is，i1都是矢量，表示為：

將(3)中vs，v1，is，i1代入(1)和(2)可得到：

三相靜止的坐標(biāo)系(a、b、c)下并網(wǎng)逆變器的數(shù)學(xué)模型雖然其物理意義清晰、易于理解，但在這類模型中，由于逆變器的交流部分是時(shí)變得交流量，存在耦合現(xiàn)象，不易對其進(jìn)行控制。

因此需通過Park 變換將三相靜止坐標(biāo)系(a、b、c)中的電氣量轉(zhuǎn)化為兩相同步旋轉(zhuǎn)坐系(d、q)中的電氣量，從而將正弦時(shí)變量轉(zhuǎn)換為直流變量，從而實(shí)現(xiàn)簡化微電網(wǎng)的系統(tǒng)控制。同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系和三相靜止坐標(biāo)系之間的轉(zhuǎn)換公式如下:

這兩種坐標(biāo)的之間的關(guān)系如圖3 所示。

圖3 abc 坐標(biāo)系與dq 坐標(biāo)系

當(dāng)(d、q)坐標(biāo)系以電網(wǎng)的基波角頻率ω同步旋轉(zhuǎn)時(shí)，上述中的θ可以表示為:

逆變器輸出的相角θ和頻率f可有三相鎖相環(huán)來得到，利用式子(7)、(8)對式子(4)Park 變換從而得到dq 兩相坐標(biāo)系的狀態(tài)方程為：

同理對式子(5)進(jìn)行Park 變換可得到下式：

由于正弦脈沖寬度調(diào)制(SPWM)控制具有線性度優(yōu)良、易于實(shí)現(xiàn)、模型簡潔等諸多優(yōu)點(diǎn)，加上單極性的SPWM 控制對于復(fù)雜的三相電路不易控制因而本文的控制方式采用雙極性SPWM 控制方式。

由SPWM 生成的原理知道:載波頻率的表達(dá)式為：

式子中，fc為載波頻率；fn為逆變器輸出電壓的基波頻率；N為調(diào)制比。

取fn=50Hz，當(dāng)N≥9 時(shí)，則SPWM 波中除基波頻率外，只剩下2N-1 及以上次高次諧波。從這一角度來說，N應(yīng)越大越有利，因?yàn)橹C波次數(shù)越高越容易濾除從而可使輸出濾波器體積進(jìn)一步小型化。但是為了避免上下IGBT 上下橋臂的直接導(dǎo)通，實(shí)際中加入了死區(qū)時(shí)間，而產(chǎn)生的死區(qū)效應(yīng)引入了2,3,4, ……,2N-2 等低次諧波逆變器的輸出電壓中。意味著載波頻率越高，死區(qū)作用就越大，進(jìn)而對輸出電壓的波形質(zhì)量產(chǎn)生較大影響。因而，逆變器的載波頻率不論過大還是過小，都會(huì)對逆變器的輸出指標(biāo)產(chǎn)生不利的影響。

1.1.2 PQ 控制策略

PQ 控制主要應(yīng)用在輸出不恒定的微電源(如：風(fēng)能發(fā)電、太陽能發(fā)電等)。因這類微電源受天氣的影響較大，具有不連續(xù)性，需要配套大容量的儲(chǔ)能裝置來穩(wěn)定負(fù)荷的波動(dòng)，從而增加了成本。所以間歇類微電源的控制并不是要滿足負(fù)荷的波動(dòng)，而是要保證可循環(huán)新能源的最大利用率，故采用PQ 控制，以確保有多少功率就能輸出多少功率。采用PQ 控制方式的微電源不需要承擔(dān)微電網(wǎng)內(nèi)的頻率和電壓的穩(wěn)定，微電網(wǎng)在并網(wǎng)運(yùn)行時(shí)由大電網(wǎng)來實(shí)現(xiàn)功率和電壓的穩(wěn)定，當(dāng)處于孤島運(yùn)行時(shí)由微電網(wǎng)內(nèi)燃?xì)廨啓C(jī)、蓄電池等能夠保持恒定出力的微電源來提供電壓和頻率的穩(wěn)定。

PQ 控制能夠最大限度的保證微電源輸出恒定的P(有功功率)和Q(無功功率)，從而實(shí)現(xiàn)新能源的最大利用。PQ 控制下的微電源在潮流計(jì)算中相當(dāng)于電力系統(tǒng)中的PQ節(jié)點(diǎn)，根據(jù)參考值的Pref和Qref輸出功率。控制器采用雙環(huán)控制結(jié)構(gòu)，外環(huán)主要用于實(shí)現(xiàn)控制目的以及產(chǎn)生內(nèi)環(huán)所需信號，內(nèi)環(huán)主要用于精細(xì)化調(diào)節(jié)，用于改善輸出電能質(zhì)量。

式中，Pref、Qref為有功功率和無功功率參考值；kp1、ki1、kp2、ki2為外環(huán)PI 控制器參數(shù)；P0、Q0為實(shí)際值；idref、iqref為電流環(huán)參考值。

式中，ud、uq為內(nèi)環(huán)控制器輸出d、q軸電壓；kpi1、kii1、kpi2、kii2為內(nèi)環(huán)PI 控制器參數(shù)。

經(jīng)過濾波電路的dq 方程：

式中，Vsd、Vsq為經(jīng)過電感補(bǔ)償后的d、q軸電壓；ωLiq、ωLid為濾波電感補(bǔ)償量。

逆變器出口瞬時(shí)功率為：

由式子(12)~(15)可設(shè)計(jì)出如圖4 的PQ 控制器的控制框架圖，利用其來分析PQ 的控制原理。

圖4 PQ 控制器

PQ 控制器在測得微電源輸入電網(wǎng)的電流iabc、uabc經(jīng)過派克變換后變?yōu)閕d、iq、ud、uq，首先有功功率和無功功率的設(shè)定值Pref、Qref與瞬時(shí)功率P0=3/2(udid+uqiq)、Q0=3/2(uqidudiq)做差運(yùn)算經(jīng)PI 調(diào)節(jié)器輸出id-ref和iq-ref，然后id、iq與輸出值id-ref和iq-ref進(jìn)行運(yùn)算，經(jīng)運(yùn)算后在通過PI 調(diào)節(jié)器調(diào)節(jié)，從而獲得為逆變器設(shè)定的輸出電壓電壓設(shè)定值ud-ref和uq-ref，在根據(jù)逆變器出口的濾波電路中的電感L、C 的參數(shù)設(shè)置補(bǔ)償然后與ud、uq進(jìn)行統(tǒng)一運(yùn)算，從而得到設(shè)定電壓的參照量ud-s和uq-s來達(dá)到控制逆變器的dq軸的目的，再經(jīng)派克反變換，重新轉(zhuǎn)變成abc分量，最終滿足控制逆變器接口的要求。

如圖5 所示為PQ 控制特性圖，將進(jìn)一步對PQ 控制的原理進(jìn)行分析。在微電網(wǎng)頻率為工頻50Hz、微電源出口電壓為額定值UN時(shí)，微電源運(yùn)行在f0、U0對應(yīng)的A 點(diǎn)，輸出額定的有功功率（Pref）和無功功率（Qref）；當(dāng)微電網(wǎng)的頻率增大或減小，同時(shí)微電源的出口電壓幅值也增大或減小，則微電源的運(yùn)行點(diǎn)將從A 點(diǎn)向C 點(diǎn)或B 點(diǎn)逐步移動(dòng)，但是輸出的有功功率（Pref）和無功功率（Qref）將保持不變。綜上所述，采用PQ 控制的微電源能夠很好地實(shí)現(xiàn)有功功率和無功功率的恒定輸出但并不能承擔(dān)調(diào)節(jié)電壓和頻率的任務(wù)，需要微電網(wǎng)中存在維持電壓和頻率的微電源或大電網(wǎng)來提供電壓和頻率的支撐。

圖5 PQ 控制特性圖

1.1.3 V/F 控制策略

無論P(yáng)Q 控制還是Droop 控制最大的缺陷就是不能使處于孤島運(yùn)行的微電網(wǎng)保持電壓和頻率的穩(wěn)定，然而微電網(wǎng)的電壓和頻率的不穩(wěn)定，勢必會(huì)造成微電網(wǎng)系統(tǒng)的電能質(zhì)量下滑，從而可能進(jìn)一步引起孤島運(yùn)行的微電網(wǎng)崩潰，因此微電網(wǎng)孤島運(yùn)行時(shí)需要改變微電源的控制策略才行，而由于V/F 控制能夠保證電壓和頻率的穩(wěn)定，因而需要在孤島運(yùn)行時(shí)，將主控微電源切換至V/F 控制器，來實(shí)現(xiàn)微電網(wǎng)孤島運(yùn)行時(shí)電壓和頻率的穩(wěn)定。圖6 為V/F 控制的結(jié)構(gòu)圖，采用的是雙環(huán)控制原理即電壓外環(huán)，電流內(nèi)環(huán)。

圖6 V/F 結(jié)構(gòu)圖

■1.2 增加Z(s)自適應(yīng)虛擬阻抗環(huán)，其控制器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

增加Z(s)自適應(yīng)虛擬阻抗環(huán)后，其控制策略為增加電壓負(fù)反饋信號加載在輸入端共同得到新的電壓參考值。如圖7 所示。

圖7 引入虛擬阻抗控制器拓?fù)鋱D

2 仿真及試驗(yàn)驗(yàn)證

在大型電磁暫態(tài)仿真軟件PSCAD/EMTDC 中初步建立了仿真模型，如圖8 所示。

圖8 仿真模型

微電網(wǎng)并網(wǎng)穩(wěn)態(tài)運(yùn)行模型，用理想交流電壓源通過10.5kV/0.4kV 變壓器變成低壓0.4kV 模擬大電網(wǎng)（低壓配電網(wǎng)），微電源DG 采用PQ 控制輸出額定功率0.1MW、0.02MVar，微電網(wǎng)內(nèi)總的有功負(fù)荷為0.69MW；按功率因數(shù)0.95 計(jì)無功負(fù)荷為0.222MVar，具體為非敏感 負(fù) 荷load1 為0.12MW、0.036MVar；敏感負(fù)荷Load2為0.27MW、0.09MVar；敏感負(fù)荷load3 為0.3MW、0.096MVar，所采用的的負(fù)載為恒定功率的感性負(fù)載模型， dP/dV=dQ/dV=0，dP/dF =dQ/dF=0，每條線路電阻為0.001Ω。直流電壓源電壓為1.2KV；濾波電感為0.0005H；功率外環(huán)PI 調(diào)節(jié)器參數(shù)為：2、0.01s；電流內(nèi)環(huán)PI 調(diào)節(jié)器參數(shù)為：0.3、0.0005s，載波頻率4950Hz。

微電網(wǎng)內(nèi)有功功率圖如圖9 所示，PCC 與微電網(wǎng)系統(tǒng)內(nèi)電壓圖如圖10 所示，由此可見，加入自適應(yīng)虛擬阻抗環(huán)后，在多換流器微電網(wǎng)并/孤網(wǎng)切換時(shí)電壓和功率運(yùn)行平穩(wěn)。

圖9 微電網(wǎng)內(nèi)有功功率圖

圖10 PCC 與微電網(wǎng)系統(tǒng)內(nèi)電壓圖

3 結(jié)論

本文對多換流器微電網(wǎng)切換運(yùn)行時(shí)進(jìn)行了研究，提出了適用于多換流器微電的自適應(yīng)虛擬阻抗策略，通過理論和試驗(yàn)證明在增加相同虛擬阻抗的條件下，自適應(yīng)虛擬阻抗策略可使逆變器并/孤網(wǎng)切換時(shí)更加穩(wěn)定，從而提高多換流器微電網(wǎng)切換運(yùn)行的穩(wěn)定性。仿真和實(shí)驗(yàn)結(jié)果證明了本文所提基于自適應(yīng)虛擬阻抗多換流器微電網(wǎng)切換運(yùn)行策略的有效性。