基于時(shí)-空-時(shí)級聯(lián)的DTTB無源雷達(dá)非平穩(wěn)雜波及同頻干擾抑制方法

趙國華,薛 陽,蔡 武,朱玉權(quán)

(1.海軍青島雷達(dá)聲納修理廠,山東 青島 266100;2.中國船舶集團(tuán)有限公司第八研究院,江蘇 揚(yáng)州 225101)

0 引 言

無源雷達(dá)探測可看作目標(biāo)探測技術(shù)的一種,其利用現(xiàn)有的電磁信號作為輻射源進(jìn)行目標(biāo)探測、定位和跟蹤[1]。而傳統(tǒng)脈沖雷達(dá)通常采用特有的有源發(fā)射機(jī),以收發(fā)一體的方式感知目標(biāo)狀態(tài),其信號形式經(jīng)過嚴(yán)格的設(shè)計(jì)優(yōu)化。相比于傳統(tǒng)脈沖體制,無源雷達(dá)具備如下優(yōu)勢:(1)無需使用專有發(fā)射設(shè)備,成本低廉且移動便捷;(2)自身不發(fā)射電磁信號,綠色無污染,可在城市環(huán)境部署;(3)處于靜默狀態(tài),可實(shí)現(xiàn)隱身及反隱身探測[2-3]。由于捕獲的探測信號為非合作連續(xù)波,因而無源雷達(dá)一般設(shè)置參考和監(jiān)測2個(gè)通道。通過將參考信號與監(jiān)測信號進(jìn)行互相關(guān)處理可提取運(yùn)動目標(biāo)的距離和速度二維參數(shù)信息。

數(shù)字電視地面廣播(DTTB)信號是一種全球范圍內(nèi)廣泛分布的無線廣播信號[4-5]。相比于調(diào)頻(FM)、移動通信和全球?qū)Ш叫l(wèi)星系統(tǒng)(GNSS)信號,DTTB信號具有帶寬大、功率高和站點(diǎn)豐富等優(yōu)勢,近年來成為無源雷達(dá)系統(tǒng)的首選照射源[6]。不同于傳統(tǒng)FM發(fā)射站發(fā)射不同頻段的信號,DTTB則是采用單頻網(wǎng)的布站方式進(jìn)行廣播,即多個(gè)不同地點(diǎn)的處于同步狀態(tài)的無線電發(fā)射臺,在同一時(shí)間、以同一頻率發(fā)射同一信號,從而實(shí)現(xiàn)特定小區(qū)的有效覆蓋。然而,DTTB單頻網(wǎng)布站會導(dǎo)致雷達(dá)接收機(jī)接收來自不同基站的信號,這些信號分量無法通過頻域?yàn)V波的方式區(qū)分[4]。因此,在DTTB無源雷達(dá)系統(tǒng)中,監(jiān)測通道的接收信號中不僅存在參考天線所指向主基站的直達(dá)波及其時(shí)延分量(多徑雜波),同時(shí)還不可避免摻雜來自其它同頻臺站的直達(dá)波和多徑干擾。對于無源體制下的目標(biāo)探測而言,目標(biāo)回波的能量比主基站直達(dá)波的能量要低60 dB左右,因此雜波和干擾信號的能量會遠(yuǎn)大于目標(biāo)回波的能量,將會抬高底噪,淹沒目標(biāo)回波信號,惡化目標(biāo)檢測性能[7]。特別地,針對時(shí)變的探測環(huán)境而言,空間中物體的反射回波幅度將發(fā)生起伏,呈現(xiàn)出非平穩(wěn)的特性,進(jìn)一步惡化了系統(tǒng)的目標(biāo)探測能力。因此,針對DTTB無源雷達(dá)系統(tǒng),必須對雜波及干擾進(jìn)行抑制,才能進(jìn)行有效的目標(biāo)檢測。

現(xiàn)有研究中,文獻(xiàn)[8]通過空-時(shí)-空級聯(lián)的方式在同頻干擾的來向形成零陷,進(jìn)而消除特定來向干擾和雜波的影響;然而該方法局限于陣元的個(gè)數(shù),形成的波束指向(空域?yàn)V波器階數(shù)/零陷數(shù)量)有限,只能抑制來自同頻基站的能量較強(qiáng)的干擾,對于目標(biāo)主瓣來向的干擾無能為力。文獻(xiàn)[9]利用時(shí)域通過級聯(lián)相消的方式抑制同頻干擾。然而,當(dāng)進(jìn)行級聯(lián)干擾抑制時(shí),不同干擾源之間存在互相干擾,存在交叉項(xiàng),級聯(lián)次數(shù)越多,系數(shù)收斂誤差越大,進(jìn)而無法有效抑制通道干擾。文獻(xiàn)[10]提出聯(lián)合擴(kuò)展方法抑制各同頻基站干擾,但是各站點(diǎn)位置未知,無法設(shè)置多組參考天線接收其直達(dá)波信號,同時(shí)該做法將使系統(tǒng)復(fù)雜度大大增加。此外,上述方法僅考慮了平穩(wěn)條件下雜波及同頻干擾的抑制,當(dāng)監(jiān)測通道接收的信號幅度起伏隨時(shí)間變化呈現(xiàn)出非平穩(wěn)狀態(tài)時(shí),上述算法的性能將進(jìn)一步下降。

針對上述問題,本文首先構(gòu)建了存在雜波和同頻干擾的監(jiān)測信號模型,并對典型時(shí)域?yàn)V波算法、擴(kuò)展相消算法(ECA)中存在的問題進(jìn)行了分析;其次,提出一種時(shí)-空-時(shí)級聯(lián)的DTTB無源雷達(dá)非平穩(wěn)雜波及同頻干擾抑制方法。該方法中,首先利用RLS通過迭代求解方式去除了監(jiān)測信號中主基站對應(yīng)的直達(dá)波和多徑雜波;然后采用低副瓣自適應(yīng)波束形成方法獲取各同頻基站干擾樣本;最后,以干擾樣本作為參考信號,實(shí)現(xiàn)非平穩(wěn)同頻干擾的抑制。理論分析與仿真實(shí)驗(yàn)表明,基于時(shí)-空-時(shí)級聯(lián)方法對于非平穩(wěn)雜波和干擾具有良好抑制性能。

1 信號模型

基于DTTB信號的無源雷達(dá)系統(tǒng)通常包含參考和監(jiān)測天線來接收信號。監(jiān)測通道的接收信號模型如圖1所示,除主基站反射的回波信號之外,系統(tǒng)接收到來自其它同頻發(fā)射基站的直達(dá)波和多徑干擾。原因在于DTTB廣播采用單頻網(wǎng)形式布站,接收機(jī)無法在頻域?qū)⑿盘枮V除。特別地,當(dāng)探測環(huán)境中存在河流及樹木時(shí),其緩慢的移動特性將導(dǎo)致回波信號的幅度產(chǎn)生波動,從而呈現(xiàn)出非平穩(wěn)的特性,嚴(yán)重惡化信號處理的復(fù)雜性。

圖1 DTTB無源雷達(dá)系統(tǒng)模型

DTTB無源雷達(dá)在實(shí)際探測過程中,因同頻基站的位置和數(shù)量通常未知,無法提前設(shè)置多個(gè)參考天線接收各同頻基站的直達(dá)波信號,獲取干擾對消樣本。因此,典型的做法為僅利用一個(gè)方向性很強(qiáng)的天線陣子指向主基站照射源來接收參考信號,經(jīng)過模數(shù)轉(zhuǎn)換、數(shù)字下變頻、濾波等處理后參考信號表示為:

sref[n]=Arefs[n]+zref[n],n=1,2,…,N

(1)

式中:Aref為主基站中直達(dá)波信號的復(fù)幅度;s[n]表示主基站直達(dá)波信號的復(fù)包絡(luò);zref[n]為主基站參考通道中的噪聲;n為信號采樣點(diǎn)數(shù);N為接收信號的采樣長度。

監(jiān)測通道各陣元接收的信號經(jīng)過模數(shù)轉(zhuǎn)換、數(shù)字下變頻、濾波等處理后可以表示為:

(2)

(3)

對于ECA開環(huán)算法,其輸出均方誤差的均值隨采樣點(diǎn)數(shù)的增加而減少,而它的估計(jì)方差也隨之快速減少,并趨于0。因此,對于該算法而言,信號長度越大,估計(jì)權(quán)值越準(zhǔn)確,然而接收信號的非平穩(wěn)特性就越復(fù)雜,進(jìn)而無法有效估計(jì)時(shí)變的雜波權(quán)系數(shù),因此需要研究新的算法對其進(jìn)行有效抑制。

2 基于時(shí)-空-時(shí)級聯(lián)的非平穩(wěn)雜波及同頻干擾抑制方法

針對非平穩(wěn)雜波及同頻干擾抑制,提出首先進(jìn)行時(shí)域相消,去除主基站的直達(dá)波和多徑雜波;然后再進(jìn)行低副瓣波束形成,通過篩選各波束剩余信號能量大小獲取同頻干擾的樣本;最后,將干擾樣本作為參考信號,再次利用時(shí)域?qū)ο姆椒ㄒ来螌ο鞑ㄊǖ乐械母蓴_分量。基于時(shí)-空-時(shí)級聯(lián)抑制方法的實(shí)現(xiàn)流程如圖2所示。

圖2 時(shí)-空-時(shí)級聯(lián)抑制方法處理流程

2.1 時(shí)域雜波抑制

本文使用的時(shí)域相消算法是遞歸最小二乘(RLS)[11]算法,RLS算法是一種以所有時(shí)刻輸入數(shù)據(jù)的誤差平方和最小為準(zhǔn)則,并能夠根據(jù)最新時(shí)刻的數(shù)據(jù)對權(quán)向量所有分量進(jìn)行自適應(yīng)調(diào)整的最小二乘濾波算法。算法代價(jià)函數(shù)為:

(4)

式中:0<ζ<1被稱為遺忘因子,用于表示i時(shí)刻與l時(shí)刻的誤差影響強(qiáng)度,ζ的值越大說明有較大的影響程度,反之當(dāng)ζ逐漸變小時(shí),代表η(i)對η(l)的影響逐漸變小,最后變成0。

具體實(shí)現(xiàn)步驟為:

第一步:初始化

(5)

式中:δ表示很小的數(shù);Ik×k表示k階單位矩陣。

第二步:更新

η(l)=st(l)-WH(l)X(l)

(6)

K(l)=

(7)

W(l+1)=W(l)+K(l+1)X(l)η*(l)

(8)

式中:X(l)表示輸入?yún)⒖夹盘枴?/p>

RLS算法以迭代的方式進(jìn)行預(yù)測和濾波,每一時(shí)刻輸入數(shù)據(jù)所對應(yīng)的濾波器權(quán)值都需要上一時(shí)刻濾波器的權(quán)值進(jìn)行迭代計(jì)算,也正是由于該特性導(dǎo)致RLS濾波器能夠在時(shí)變的環(huán)境下對非平穩(wěn)雜波進(jìn)行預(yù)測以及濾波。

經(jīng)RLS濾波后,各陣元的剩余信號表示為:

(9)

2.2 低副瓣波束形成

在多陣元雷達(dá)系統(tǒng)中,常利用數(shù)字波束形成(DBF)技術(shù)形成若干個(gè)波束來覆蓋所需監(jiān)視的空域。DBF優(yōu)勢在于:(1)形成單個(gè)或多個(gè)獨(dú)立可控的波束而不損失信噪比;(2)波束特性由權(quán)矢量控制,靈活多變;(3)加窗后天線具有較好的自校正和低副瓣能力。每個(gè)波束的權(quán)矢量為當(dāng)前波束指向的導(dǎo)向矢量,表示為:

wb=a(θb)=[1,ejφb,…,ej(M-1)φb]T

(10)

式中:φb為當(dāng)前波束指向。

然而,常規(guī)DBF技術(shù)形成的方向圖副瓣較高,不能很好抑制來自其他方向的旁瓣干擾,因此,本文采用低副瓣DBF技術(shù)[12]。

低副瓣DBF技術(shù)可以求解如下最優(yōu)化問題:

(11)

式中:Fd(φp)表示假定的主瓣增益;F(φp)表示經(jīng)過低副瓣天線技術(shù)后的主瓣增益;F(φq)表示經(jīng)過低副瓣天線技術(shù)后的旁瓣增益。

接著將各陣元接收到的數(shù)據(jù)按波束形成的權(quán)值合成,得到B個(gè)波束信號。因此,波束形成后的剩余信號可以表示為:

(12)

2.3 時(shí)域RLS干擾對消

干擾信號通常與參考信號不相關(guān),無法直接通過時(shí)域?qū)οM(jìn)行抑制,故需要獲取干擾的樣本,以時(shí)域處理的方式對消干擾。而實(shí)際中干擾源的數(shù)量不止一個(gè),故需要迭代地抑制干擾以獲得更好的性能。

通常,雜波抑制前波束信號中能量的主要分量是直達(dá)波以及多徑雜波。不存在干擾情況下,雜波對消后,由于目標(biāo)信號能量很低,淹沒在噪聲以下,每個(gè)波束信號的強(qiáng)度的主要來源是通道噪聲。因而雜波對消后,各個(gè)波束的能量幾乎相同,無明顯差異。然而,對于DTTB無源雷達(dá)系統(tǒng),主基站的直達(dá)波和多徑雜波抑制后,監(jiān)測通道中的同頻干擾將導(dǎo)致特定波束的能量較高。因此,通過對比各個(gè)波束通道中剩余信號的能量大小即可獲取干擾信號的來向,進(jìn)而得到當(dāng)前時(shí)刻干擾抑制樣本。然后,利用RLS算法對剩余波束信號進(jìn)行迭代濾波,去除非平穩(wěn)干擾。

3 仿真分析

本節(jié)采用仿真數(shù)據(jù)對基于時(shí)-空-時(shí)級聯(lián)方法的非平穩(wěn)干擾抑制性能進(jìn)行驗(yàn)證。仿真信號為國內(nèi)自主研發(fā)的DTTB信號。DTTB參考信號通過1根方向性較強(qiáng)的天線陣子指向DTTB主基站接收,數(shù)據(jù)的采樣率為8 MHz,積累時(shí)間為0.1 s,則信號采樣長度為N=800 000。監(jiān)測天線由8個(gè)陣元均勻線陣組成,間距為半波長,經(jīng)低副瓣DBF形成10個(gè)波束覆蓋特定的空域。監(jiān)測信號中合成的目標(biāo)、雜波和干擾參數(shù)信息如表1所示。其中,雜波及干擾的幅度并不是常數(shù),隨時(shí)間起伏,服從瑞利分布。

表1 監(jiān)測信號仿真參數(shù)

本文利用傳統(tǒng)ECA和常規(guī)DBF技術(shù)實(shí)現(xiàn)非平穩(wěn)雜波及干擾的抑制。圖3給出直接進(jìn)行常規(guī)DBF后,目標(biāo)所在波束信號的距離多普勒結(jié)果。從圖3中可以看出,由于雜波和干擾的能量遠(yuǎn)遠(yuǎn)大于目標(biāo)回波,且DTTB信號為連續(xù)波信號,存在較高的隨機(jī)旁瓣,導(dǎo)致目標(biāo)主瓣被完全淹沒在噪聲以下,無法被檢測。圖4給出了傳統(tǒng)方案經(jīng)ECA濾波后的距離多普勒檢測結(jié)果。可以看出,主基站雜波的主瓣和旁瓣被有效抑制。然而,盡管底噪平臺下降,由于干擾與參考信號不相關(guān)且非平穩(wěn),其同樣會等效于噪聲,增加噪聲分量的強(qiáng)度,進(jìn)而導(dǎo)致目標(biāo)信息仍無法被提取。

圖3 雜波以干擾抑制前目標(biāo)積累結(jié)果

圖4 ECA處理后目標(biāo)積累結(jié)果

最后,采用本文基于時(shí)-空-時(shí)級聯(lián)方法對非平穩(wěn)雜波和干擾進(jìn)行抑制。在此之前,由于本文利用低副瓣DBF方法形成特定方向信號的加權(quán),相比于傳統(tǒng)DBF會獲得更好的信號增益。因此,圖5給出2種方法DBF后的對比圖,可以看出所提低副瓣方法獲得的峰值副瓣為-30 dB左右,比普通波束掃描的峰值旁瓣低大約13 dB,可極大抑制其他方向干擾的旁瓣影響。圖6給出了經(jīng)過時(shí)-空-時(shí)方法抑制后目標(biāo)所在波束的積累結(jié)果,在圖中可清晰觀察到目標(biāo)的主瓣,存在唯一檢測峰值。這是由于所提方法對于非平穩(wěn)環(huán)境的預(yù)測和濾波能力導(dǎo)致。

圖5 普通波束方向圖與低副瓣DBF獲得的方向圖比較

圖6 本文方法處理后目標(biāo)積累結(jié)果

4 結(jié)束語

對于DTTB無源雷達(dá),監(jiān)測天線不僅接收主基站的直達(dá)波和多徑干擾,同時(shí)包括其它同頻基站的直達(dá)波和多徑干擾。此外,由于探測環(huán)境時(shí)變,這些分量還具有非平穩(wěn)特性。因此,不僅要抑制主基站的非平穩(wěn)雜波,同頻基站的非平穩(wěn)干擾也必須進(jìn)行有效去除。本文提出基于時(shí)-空-時(shí)的非平穩(wěn)雜波和干擾抑制方法,通過時(shí)域RLS迭代預(yù)測、濾波和低副瓣DBF方法相結(jié)合的方式抑制雜波及干擾的旁瓣效應(yīng)。仿真分析表明本文的方法不僅能夠有效消除主基站的雜波,同時(shí)能夠?qū)ζ渌l基站的干擾進(jìn)行有效抑制。