無電解電容兩級式逆變器控制策略與仿真計算研究

黃烈江，陳思超，王鵬程，安韻竹，華赟，戴建剛

(1.杭州欣美成套電器制造有限公司，浙江 杭州 311200；2.山東理工大學 電氣與電子工程學院，山東 淄博 255049)

隨著現代社會的快速發展,人們對于電能的需求也越來越高,所以新能源產業中的光伏發電因為擁有很多較其他能源發電技術的優點而擁有更廣闊的發展空間[1]。然而,光伏電池的輸出電壓為直流電壓,需要采用逆變器將光伏發電產生的直流電轉變為交流電[2]。作為新能源產業的光伏發電正在大面積投入使用,逆變器的可靠運行尤為重要。

在傳統的逆變器中,電解電容的存在限制了逆變器的發展,為有效減小傳統逆變器中電解電容的電容值,提高傳統逆變器的連續使用壽命,降低傳統逆變器的制作成本,精簡逆變器的內部結構[3-4],設計一款制造成本低、使用壽命長、可靠性高的逆變器是研究的重點[5-7]。由于逆變器的輸入電壓一般受二倍工頻的影響,需要在輸出端增設電解電容。實際應用情況表明,逆變器的電解電容需要附加有源和無源元器件,不僅增加了成本,并且電解電容的故障率已逐漸成為制約逆變器實際使用壽命的關鍵因素。

為提高逆變器的連續使用壽命和可靠性,降低制造成本,本文對兩級式逆變器系統控制策略進行設計,采用MATLAB軟件搭建一種單相兩級式逆變器并聯解耦電路仿真模型,并對仿真結果進行分析,對比加解耦電路前后兩級式逆變器的母線電壓紋波的變化。

1 兩級式逆變器工作原理

含有升壓斬波電路以及單相全橋逆變電路的逆變器系統結構如圖1所示。兩級式逆變器要實現的功能是將輸入的直流電通過前級來升高,只有電壓等級達到要求后,后級逆變器才可以正常工作,后級逆變器要輸出高品質正弦波的電流,此電流與電網電流同頻率而且相位相同,同時逆變器的功率因數也要高,將電路中的諧波干擾抑制到最小[8-9]。

圖1 兩級式逆變器系統結構

1.1 前級Boost型升壓斬波電路工作原理

前級Boost型升壓斬波電路結構如圖2所示,其工作原理為:在理想條件下,電感和電容的值設為無窮大。當開關管Sd接通時,電源對電感充電,電流恒定為iL,同時,負載的電壓與電容C的相等,由于C值設定為無窮大,輸出電壓VDC不變。設定開關管導通的時間為ton,則在充電的過程中,電感L上儲存的能量為VDCiLton。開關管Sd在關斷狀態時,電源和電感一起向電容提供能量,并且負載的電壓也是由電源和電感提供,開關管Sd處于關斷狀態的時間設為toff,電感開始釋放所儲存的能量,釋放的能量為(Vi-VDC)iLtoff,在儲存和釋放的過程中,電感上的能量變化可以認為是零,可以得到

圖2 升壓斬波電路結構圖

VDCiLton=(Vi-VDC)iLtoff,

(1)

簡化得

(2)

式中T/toff≥1,處于升壓狀態。

由于電感和電容值很大,電源向電路供電過程中,能量可以儲存在電感上,電感、電容充電完成后,可以保持負載上的電壓不變,同時電感上的電流不會發生突變,電感可以作為第二個電源進行釋放能量,所以Boost電路可以起到升壓的作用[10]。因為是在理想條件下討論Boost升壓的原理,而實際上電感和電容的值都不能無窮大,所以在實際中升壓后的電壓值可能與理論計算值產生一些差值,但這個差值很小,可以忽略不計。

1.2 后級單相全橋逆變電路工作原理

后級逆變器輸出端為標準正弦電流,后級單相全橋逆變電路結構如圖3所示,其工作原理為:逆變電路中存在4個橋臂,分別標號為橋臂1、橋臂2、橋臂3和橋臂4,可以將橋臂1和橋臂4分為一組,將橋臂2和橋臂3分為一組,這兩組橋臂分別導通180°,可以將直流電逆變成交流電,當橋臂1和橋臂4導通時,輸出的交流電為正值,當橋臂2和橋臂3導通時,輸出的交流電為負值。在導通180°情況下,輸出電壓由輸入電壓決定,將矩形波v0展開傅里葉級數可以得到

圖3 單相全橋逆變電路結構圖

(3)

式中基波的幅值、有效值V01m、V01分別為:

(4)

(5)

從上述的分析可以看出,v0為正負電壓各為180°脈沖狀態。在這種情況下,為了得到所需的輸出電壓,需要改變輸入電壓。逆變器的負載電壓可以通過調節橋臂導通的角度來改變,因為導通180°時輸出電壓只能由改變輸入電壓來改變,那么通過改變這個導通角度就可以不用改變輸入電壓而可以改變輸出電壓,這種方法稱為移相調壓,兩組橋臂的導通角度不再是180°而是θ。這樣輸出電壓就是正負相位各為θ的交流脈沖[11]。

2 逆變器控制策略設計

2.1 兩級式變換器控制策略設計

單相兩級式逆變器的拓撲結構如圖4(a)所示。前級為Boost電路,由直流源、儲能電感Ld、開關管Sd、二極管VD組成。Cd為直流母線電解電容也為前后級之間的耦合電容。由Q1—Q4四個開關管組成后級單相全橋逆變電路,使用L濾波方法,電感Lf的作用是濾除諧波。前級Boost電路主要為提高電壓等級,為使解耦變換器作用更明顯,通過改變前級DC/DC電路的電流改變前級DC/DC電路向后級逆變電路輸入的功率,后級逆變電路進行直流電的逆變。

(a)拓撲結構

前級升壓后的母線電壓由后級進行穩定,后級采用SPWM三角波比較方式完成對電流的控制,系統的控制策略如圖4(b)所示。在前級Boost變換器的控制中,電流有兩個階段,在輸入電壓一定時,前級Boost變換器將有2個功率,在功率升高時電壓紋波也會增大,這時解耦電路作用更加明顯,減小或消除因功率變化而產生的電壓紋波。對照逆變器基準電流ig_ref與入網電流ig,將兩者與PI調試后的三角波進行對照,向開關管Q1—Q4輸出PWM信號。母線電壓一定,電流增大Boost電路的輸出功率增加,此時參考電流增加,入網電流增大;反之,母線電流減小從而入網電流減小。

2.2 功率解耦變換器控制策略設計

因為存在功率高頻的脈動以及解耦變換器本身不能夠完全補償功率的差值,所以在主電路拓撲中直流母線上仍然保留一個電解電容,這個電容的電容值比加入解耦變換器之前的電容值小得多。選用升壓電路作為解耦變換器,在控制過程中,設定母線電壓存在一個最大值與一個最小值,當母線電壓大于這個最大值,即電壓紋波大于允許值時,解耦變換器在升壓模式下工作,DC/DC變換器向解耦側電容提供能量;在母線電壓不滿足設定的最小值的時候,解耦變換器工作在Buck模式,前一級變換器和解耦側電容一起為后一級逆變器提供能量。兩個工作模式的工作頻率均為100 Hz。

在增加了解耦變換器之后,母線電容電壓與解耦側電容電壓有90°的相位差,母線電容電壓與功率曲線有一定的相位差,但是可以確保母線電容上的能量和解耦側電容上所擁有的能量之和等于DC/DC變換器與后級逆變器的能量差值。解耦變換器母線電壓外環和電感電流內環控制如圖5(a)所示。設定兩個基準值P1和P2,限制母線電壓紋波的幅值,當母線電壓Vbus高于基準值P1時,解耦變換器工作在Boost狀態,解耦側電容積蓄能量;當母線電壓Vbus低于基準值P2時,解耦變換器工作在Buck狀態,解耦側電容釋放能量。可以通過調節P1、P2大小來控制母線電壓紋波的幅值。

(a)解耦變換器電壓電流雙閉環控制

逆變器電流環控制如圖5(b)所示。用1/(1+Tss)表示信號采樣延遲,用1/(1+0.5Tss)表示PWM控制小慣性環節。Ts為電流內環的采樣周期,Ti表示電流環PI調節器的時間常數,KPWM2表示變換器放大系數。為了加快電流環的響應速度,電流調節器用Ⅰ型系統來設計,如果按照典型Ⅰ型系統設計電流環,則電流環可近似等效成一個時間常數為3Ts的慣性環節。電流環的動態響應速度與開關頻率成正比。

直流母線電壓環控制如圖5(c)所示。Kvp表示直流母線電壓環PI調節器的比例系數,Tv表示直流母線電壓環PI調節器的積分時間常數。用1/(1+Tss)表示電壓采樣延時,iDC表示Boost的輸出電流。由于電壓環的主要功能是穩定母線的直流電壓,所以在設定控制系統時,要求電壓環具有很強的抗擾動性能,電壓調節器可以按照典型Ⅱ型系統來設計。

3 無電解電容兩級式逆變器仿真計算及分析

3.1 仿真計算模型

本文利用MATLAB軟件搭建逆變器進行仿真計算。無電解電容兩級式逆變器仿真模型由前級Boost電路、后級逆變電路、解耦變換器電路及其控制電路組成。輸入直流電壓100 V經過Boost電路升高到400 V,后經過逆變器逆變成311 V、50 Hz交流電,解耦變換器起到降低母線電壓紋波的作用。仿真共有3個控制電路,分別為前級單電流閉環、后級電壓電流雙閉環、解耦變換器電壓電流雙閉環。

Boost升壓電路輸入100 V直流電,通過電流閉環控制占空比輸出PWM波控制開關管的開斷,通過電感和電容的升壓、儲能作用輸出400 V直流電。單相全橋逆變器仿真模型如圖6(a)所示。輸入前級升壓后的400 V直流電,經過電壓電流雙閉環控制,經過SPWM調制輸出PWM波形,控制4個開關管的開斷,實現逆變功能。

(a)單相全橋逆變器

解耦變換器仿真模型如圖6(b)所示,經過電壓電流雙閉環控制輸出PWM波形,在滿足一定條件下,使解耦變換器工作于Buck狀態或者Boost狀態。Boost電路電流閉環采用階躍信號控制參考電流值,經與采樣值比較后通過PI調節器調節輸出占空比,輸出PWM波形控制開關管的開斷。逆變電路雙閉環控制即采用母線電壓外環、電感電流內環的控制方案,參考電壓與采樣電壓比較,經PI調節器調節,輸出控制量與電感電流比較,經PI調節器與載波比較輸出PWM波形,控制逆變器開關管的開斷。解耦變換器雙閉環控制同樣采用母線電壓外環、電感電流內環的控制方法。當母線電壓大于設定值,解耦變換器工作于Boost狀態;小于設定值,解耦變換器工作于Buck狀態。

3.2 仿真結果及分析

本文設計搭建了一種單相兩級式逆變器并聯解耦電路仿真模型。前級升壓變換器的輸入直流電壓為100 V,直流側輸出電壓在400 V左右,電網交流電壓幅值為311 V,頻率50 Hz,升壓電路電感為2 mH,逆變電路電感為1 mH,解耦變換器電感為2 mH,各部分的開關管頻率均為20 kHz。加解耦電路兩級式逆變器的母線電壓、輸出電壓和電流以及解耦電流側電容電壓如圖7所示。

(a) 母線電壓

由圖7仿真計算結果可知:母線電解電容的電容值為100 μF,當t=0.3 s時前級DC/DC電路控制電流從5 A上升到10 A,功率由500 W上升到1 000 W時,前級輸出功率增大,解耦電路工作于Boost狀態,解耦側電容儲存能量,解耦側電容電壓升高,解耦變換器吸收前后級功率的差值,以此來降低電壓紋波。當t=0.6 s時,前級功率由1 000 W降回500 W時,解耦電路工作在Buck狀態,解耦側電容向后級釋放能量,解耦側電容電壓驟降,解耦變換器釋放功率以補償功率的不足,降低電壓紋波。加入解耦變換器后的電壓紋波幅值可以保持在2 V左右,這個值可以滿足工程要求。

通過仿真計算,不加解耦電路的母線電解電容值為100 μF和500 μF時母線電壓波形如圖8所示。由圖8(a)仿真計算結果可以看出:在不加解耦電路母線電解電容值為100 μF時,母線電壓波形在功率發生變化時變化較大。在功率為500 W時電壓紋波幅值達到20 V,在功率上升到1 000 W時電壓紋波幅值達到43 V。通過與圖7(b)的比較可以看出,解耦電路對抑制電壓紋波發揮一定的作用。

(a) 電解電容值為100 μF

此外,由圖8(b)可以看出:增大母線電解電容也可以抑制母線電壓紋波,在變換器功率為500 W時,電壓紋波幅值在4 V左右,在變換器功率在1 000 W時電壓紋波幅值在8 V左右,與期望值相符。綜上所述,增加解耦變換器對減小母線的電壓紋波和電解電容有明顯的效果。

4 結論

本文搭建了單相兩級式逆變器并聯解耦電路仿真模型,并對仿真結果進行分析,對比加解耦電路前后兩級式逆變器的母線電壓紋波的變化,主要結論包括:

1)兩級式逆變器在不加解耦電路時,隨著母線電解電容的增大,在相同功率下,電壓紋波幅值降低,增大母線電解電容可以抑制母線電壓紋波。

2)兩級式逆變器在加入解耦變換器后的電壓紋波幅值可以保持在2 V左右,這對于減小母線的電壓紋波和電解電容有明顯的效果。