基于移相全橋的射頻消融信號發生系統設計*

鄒金成,張愛麗

(上海交通大學 生物醫學工程學院,上海 200030)

0 引言

射頻消融利用高頻電流流經組織時,誘導組織內帶電粒子的往復運動摩擦產熱,提高局部組織溫度,實現熱療效果[1-3]。該治療方法由于熱物理能量的高可控性,熱作用的可逆性及低副作用,在臨床上被廣泛用于各種良性與惡性疾病、運動損傷、組織重塑等的治療[4-8]。

研究者們對典型熱消融治療方式的相關研究發現,精確地控制射頻治療能量輸出,實現射頻治療區域的精準可控[9-10],能進一步提高治療效果。通過實時控制射頻治療過程中的阻抗與溫度分布,可解決組織在射頻治療過程中的碳化脫水問題[11];通過精準溫熱控制,可增強干擾素的合成和抗增值活動,提高機體的免疫監視功能[12-13],還能誘導熱激蛋白(HSP70)的合成、活化天然免疫細胞、促進趨化因子和血管粘附分子表達,提高機體抗腫瘤免疫力[14-16];控制高溫消融術的溫度,能夠促使體內產生凝固性壞死的炎癥反應,引起免疫反應[17];采用多模態射頻消融術精準控制腫瘤細胞消融過程的溫度,可促使細胞破碎,使得具有活性的腫瘤抗原充分保留,有效激發機體天然的免疫與適應性細胞免疫,抑制腫瘤的復發和轉移[18-20]。因此,要實現上述射頻能量的精準熱療控制,提高射頻的臨床治療效率,射頻能量輸出設備需具有快速射頻消融信號的響應輸出能力,才能實現射頻治療過程中對射頻能量及消融過程中組織溫度的實時精準控制,提高射頻能量消融的治療效果。

目前,醫用射頻設備一般包括開關電源、射頻功放、主控模塊等部分,設備在主控模塊控制下由開關電源提供直流信號,再由射頻功率放大器將直流信號轉化成射頻消融功率,并通過調節開關電源的輸出電壓,調節射頻電壓與射頻功率的輸出[21-22]。然而,由于開關電源的局限性,響應速度都在10 ms以上,很難實現調節的快速響應,導致射頻信號的輸出延遲,難以真正達到射頻消融能量的快速精準控制。為解決上述問題,本研究提出了移相控制的射頻消融信號系統設計方案,通過控制移相信號的相位差,實現射頻電壓與射頻功率的快速響應控制,并通過設置調節系統的額定阻抗,控制射頻寬阻抗范圍的輸出,滿足不同臨床組織射頻消融的需求。

1 系統工作原理及體系架構

1.1 全橋移相控制工作原理

全橋移相控制原理圖見圖1(a),通過改變圖中左右兩邊開關管柵極-源極電壓(即VGS1、VGS2與VGS3、VGS4)的相移Δψ,控制開關管輸出信號正負電壓的占空比,控制輸出電壓、輸出電流和輸出功率,同時保持工作頻率f不變,其工作頻率即為諧振頻f0。

圖1 全橋移相控制電路工作原理

全橋移相控制工作電壓波形圖見圖1(b),開關管S1和S3導通,S2和S4斷開,諧振電路兩端的電壓u=0,之后S1和S4導通,S2和S3斷開,諧振兩端的電壓u=VI,S1和S3斷開,S2和S4導通,諧振兩端的電壓u=0,最后,S1和S4斷開,S2和S3導通,諧振電路兩端的電壓u=-VI。因此,諧振電路兩端的電壓u的正脈沖或負脈沖寬度的占空比D滿足式(1):

(1)

將波形圖中諧振電路兩端電壓u的波形進行傅里葉級數展開,由方波的傅里葉級數可知,電壓u的偶次波都為零,奇次波的振幅為:

(2)

再經過諧振電路后,更高頻的諧波分量被充當帶通濾波器的諧振電路衰減。由式(1)、式(2)可得電壓u的基波分量幅值Vm為:

(3)

1.2 系統工作原理

為實現調節相移Δψ和射頻輸出功率的快速調節,本研究采用UCC3895作為移相控制芯片,通過DAC控制UCC3895的PWM輸出占空比的誤差放大器,控制相移,調節射頻輸出功率。因此,系統電路包括:全橋移相控制電路,射頻功率放大電路、顯示控制電路、射頻參數采集電路、顯示控制電路和微處理器模塊。工作過程中,系統通過顯示控制模塊設置治療參數,傳輸到微處理器模塊,微處理器模塊控制全橋移相電路輸出波形的相移,從而控制射頻功放電路輸出功率的大小,同時射頻參數采集電路實時采集治療參數,反饋到微處理模塊,用于實時調整射頻輸出,實現穩定的射頻功率輸出。系統工作原理框圖見圖2。

圖2 系統結構框圖

2 系統的硬件設計

2.1 全橋移相射頻功率放大電路

本研究的射頻功率放大電路采用全橋D類功率放大電路。為適應不同組織的消融需求,在寬阻抗范圍內輸出足夠功率射頻信號,射頻功率放大電路的額定阻抗設定為300 Ω,工作頻率為435 kHz,輸出功率為0～120 W可調,電路包括全橋移相控制電路、LC串聯諧振電路、阻抗匹配電路、隔離輸出電路,見圖3。工作時,輸入電壓VI經過扼流圈L1后,通過全橋移項控制輸出一定脈寬、幅值為±VI的脈沖電壓,再通過LC串聯諧振電路濾波選頻后,傳輸到阻抗匹配網絡產生正弦波的射頻消融信號,經隔離變壓器隔離輸出,其中阻抗匹配網絡主要由電容C1和隔離變壓器構成,本研究中隔離變壓器的原副線圈比為1∶3。

圖3 全橋移相D類功率放大電路

2.2 UCC3895移相控制電路

本研究選用TI公司推出的UCC3895主控芯片作為移相控制射頻功率控制器。其內部結構主要由UCC3895控制芯片、斜坡補償電路、時鐘與鋸齒波形成電路、測量電路、隔離驅動電路等組成。控制系統采用電壓、電流雙閉環控制,其外圍控制電路見圖4。

圖4 UCC3895移相控制電路

UCC3895的時鐘信號由芯片內部產生,工作頻率由CT和RT值決定,具體計算公式為:

(4)

在工作過程中,為實現開關過程中開關管的過流保護,采用UCC3895自帶的死區延時,設置輸出延時時間,其中,DELAB設置OUTA與OUTB的輸出延時,DELCD設置OUTC和OUTD的輸出延時,具體參照式(5)來調節:

(5)

其中:

VDEL=0.75×(VCS-VADS)+0.5V

(6)

本研究設計的射頻工作頻率為435 kHz,設置固定輸出PWM占空比為37.5%,因此,通過式(4)可得CT=330 PF,即圖4中電容C57的值;RT=22.6 kΩ,即圖4中電阻R89的值,由式(5)、式(6)可得圖4中延遲電阻R91和R95均為4.7 kΩ。

UCC3895移相控制電路見圖4,通過DAC控制誤差放大器EAP的輸入電壓,控制輸出的四路PWM信號的相位差,將PWM信號放大后,經隔離變壓器分別控制全橋電路中的四個開關管的工作。

2.3 微處理器控制模塊

本研究中微處理器控制模塊主要功能包括:實現DAC控制移相控制電路輸出PWM信號的相移;高精度ADC實現射頻信號的實時采集;實時時鐘控制系統的工作與控制算法的實現等。主控制器選用意法半導體公司的STM32F407片上系統,該器件集成了專用浮點運算的處理器和數字信號處理器,能實現高速采集計算。

本設計利用微處理器模塊的串口與觸控顯示屏進行通信,設置系統的工作參數,同時顯示射頻消融過程中的實時數據;采用IO口控制UCC3895移相器的工作性能,并采用DAC控制移相控制電路輸出的4路PWM信號相移,控制射頻輸出功率;同時使用ADC實時采集射頻消融參數,反饋到微處理器;利用微處理的運算處理功能實現全橋移相射頻消融系統輸出功率的精準控制。

3 系統測試

3.1 移相控制射頻信號測試

將射頻輸出接入高頻電刀分析儀(福祿克QA-ESⅢ),以提供300 Ω的額定負載并測量射頻輸出功率。將示波器(是德科技DSOX4024A)的探頭1連接到移相控制器UCC3895的PWM輸出OUTA,探頭2連接到移相控制器UCC3895的PWM輸出OUTC,比較兩路PWM信號的時間差ΔT,再利用式(7)計算圖1(b)中的相位差Δψ,探頭4的差分高壓隔離探頭(普源RP1100D)連接到射頻輸出,采集射頻輸出信號。

Δψ=(180-360×ΔT×435×103)°

(7)

分別設置移相控制的DAC為1、1.5、2、2.5、3、3.2 V,測量各控制電壓下的OUTA與OUTC的時間差,即移相時間ΔT,計算相位差Δψ,同時記錄射頻輸出功率,測試結果見表1。其中,DAC為3.2 V時,移相控制信號與射頻輸出信號見圖5。其中,黃色曲線為移相控制信號OUTA,綠色曲線為移相控制信號OUTC,紅色曲線為對應控制輸出的射頻信號,X2與X1的間隔為控制信號OUTA與OUTC之間的時間差。

表1 DAC控制射頻功率輸出

圖5 移項控制信號與射頻輸出信號

3.2 控制響應速度測試

在射頻消融過程中,需實時快速調控射頻信號的輸出,才能實時控制射頻能量,調節射頻消融過程中的組織溫度,實現精準射頻消融,這要求系統產生的射頻信號具備快速響應能力。

在實驗中,將射頻輸出接入高頻電刀分析儀的300 Ω負載上,差分高壓隔離探頭連接到射頻輸出兩端,接入示波器通道4,同時將示波器的通道1探頭接入移相控制電路的DAC輸入端,分別控制DAC值為1.6、2.2、2.8、3 V,10 ms控制修改一次DAC值,測量射頻輸出響應。圖6中,紅色線為移相控制DAC,綠色區域為輸出射頻電壓信號。由圖6可知,控制信號與輸出響應幾乎同時上升,且從DAC輸出到射頻輸出穩定時間均小于200 μs。對比測試采用雅特生UMP04S-S2Y-ILL-00開關電源設計的射頻消融系統的射頻輸出響應,UMP04S-S2Y-ILL-00電源采用0～5 V輸入線性控制電源,0～60 V輸出調控射頻電壓,測試時將控制信號從1 V升至3 V時的射頻響應,見圖7。其中,黃線為控制DAC信號,綠色區域為輸出射頻電壓信號,射頻響應時間約為9 ms,說明本研究設計的系統具有較快的響應速率。

圖6 射頻輸出的響應速度

3.3 系統全功率曲線測試

系統的全功率曲線是衡量射頻消融系統帶載能力的重要參數,為不同負載組織下能輸出的最大射頻功率。由于不同組織、不同部位表現的電阻抗特性不同,因此,為驗證系統在不同電阻抗特性下,具備一定的射頻輸出功率,測試過程中,將射頻輸出接入高頻電刀分析儀,將移相控制DAC設置3.2 V,改變高頻電刀分析儀的負載阻抗,系統輸出的全功率曲線見圖8。系統在負載阻抗為20～2 000 Ω的范圍內輸出的最大射頻功率不小于40 W,說明本設計研發的射頻消融系統具有較強的帶載工作能力。

圖8 系統全功率負載特性曲線

3.4 射頻功率的測試

將系統的輸出接入到高頻電刀分析儀的輸入,分別測量阻抗在50、300、500、2 000 Ω時的10～120 W的實際射頻功率輸出,設置間隔為10 W。各阻抗下的實際輸出功率見圖9(a)。其中,50、300、500、2 000 Ω阻抗下的最大輸出分別為54.6、120.0、107.0和40.5 W。額定阻抗下,實際輸出功率誤差見圖9(b),輸出功率誤差均小于3%,遠低于國家標準[23]規定的20%射頻輸出功率誤差。

圖9 射頻功率測試結果

4 結論

本研究基于全橋移相控制與D類射頻功率放大器的基本原理,提出了基于DAC控制全橋移相射頻消融信號發生系統的設計方案,研制了435 kHz射頻消融信號發生系統。通過實驗驗證了DAC控制移相,調整射頻輸出電壓,進而控制射頻功率的可行性;測試了系統響應速率、全功率曲線與實際輸出功率,結果表明,系統能夠實現微秒級的快速控制射頻輸出響應,并能實現在20～2 000 Ω阻抗范圍內輸出功率不小于40 W,額定阻抗下功率輸出誤差小于3%,最大功率為120 W的射頻消融信號,證明本研究系統具有較精準的控制能力與較強的帶載能力。