水聲信號發射機的全橋功率放大電路設計

石春華, 江逸濤

(上海船舶運輸科學研究所有限公司 艦船自動化系統事業部, 上海 200135)

0 引 言

目前常用的水聲信號發射機功率放大電路主要采用變壓器半橋推挽結構,該電路因具有驅動結構簡單和輸出效率高等優點而廣泛應用于水聲發射機中。一般采用變壓器半橋推挽拓撲結構的電路需要功率管承受2倍的輸入電壓,對功率管耐壓指標的要求比較高,故該電路不適宜在對輸入電壓有很高要求的情況下應用[1]。采用全橋拓撲結構的功率放大電路能有效降低對功率管耐壓值的要求,不影響其輸出功率,非常適合大功率發射機應用。本文主要介紹全橋功率放大電路的原理,通過計算確定驅動芯片的型號、驅動電阻的參數和自舉電路的參數,結合PSpice仿真技術對經典全橋電路進行優化調整,使其輸出波形滿足水聲發射機的要求。

1 全橋功率放大電路原理

全橋功率放大電路需要4個N溝道功率管(見圖1),功率管Q1與功率管Q4為一組,功率管Q2與功率管Q3為一組,通過固定脈寬長度的差分驅動信號VIN+和VIN-令2組功率管交替導通,在負載RL兩端形成2個方向的交替電流,最終在負載兩端輸出峰值為VDD的2個差分波形。

圖1 全橋功率放大電路

在全橋電路中,Q3和Q4的源端接地,稱為低側功率管,其驅動信號以地為參考,若要令Q3或Q4導通,只需令其柵極電壓大于功率管的開啟電壓。Q1和Q2的源端接到負載,稱為高側功率管,當Q1或Q2導通時,會使其源端電壓等于輸入電壓VDD,若柵極電壓不提升,則柵源之間的電壓會小于功率管的開啟電壓,功率管又關斷。因此,若要使高側功率管保持導通,需提升柵極電壓,只有如此才能使柵源之間的電壓在導通階段始終大于功率管的開啟電壓。通常采用自舉電路提升高側功率管的柵極電壓,原理見圖2。

圖2 自舉電路

圖2所示自舉電路為全橋左側自舉電路,其中:二極管D和電容C分別為自舉二極管和自舉電容;VB管腳為高側驅動電源;VS管腳為高側驅動浮動電源。受驅動信號控制,當高側功率管Q1截止、低側功率管Q3導通時,Q1的源端通過導通的Q3接地,電源VCC通過充電電阻Rb和自舉二極管D為自舉電容C充電,令C兩端的電壓約等于電源電壓VCC;當高側功率管Q1導通、低側功率管Q3截止時,自舉電容處于放電狀態,此時Q1源端電壓約為VDD,由于電容兩端電壓不能突變,VB管腳電壓VB(即柵極電壓)約為VDD與VCC(電容充滿時)之和,故柵源之間的電壓能保持在VCC附近,這樣能在Q1導通的狀態下,使柵源電壓始終參考Q1的浮動源級電壓,即VS端電壓VS。

2 柵極驅動芯片的確定

由于采用的是全橋拓撲的功率放大電路,原來在變壓器半橋推挽電路上使用的功率管IRF38N20D仍能在全橋電路上使用,且漏源之間的電壓為原來的50%。由IRF38N20D的數據手冊可知,柵極電荷Qg=60 nC,發射機的最大發射頻率f=100 kHz,電路的柵極驅動電壓VDRV=12 V,因此1個功率管柵極的電荷損耗PDRV=QgfVDRV=0.072 W,驅動柵極所需的平均電流Ig=fQg=0.006 A。結合全橋功率放大電路的應用,要求有1路高側驅動輸出和1路低側驅動輸出,電路中需要2個驅動芯片驅動4個功率管,本文采用驅動芯片IR2110,其主要特性如下:

1) 具有獨立的高低側輸入輸出通道;

2) 柵極驅動電壓的取值范圍為10～20 V,符合驅動電路對供電電壓(12 V)的要求;

3) 浮動高側電源電壓VS可達500 V,大于功率管漏極高壓60 V;

4) 開關延時時間為120 ns和94 ns,遠小于發射頻率對應的時間周期10 μs;

5) 輸出驅動電流為2 A,遠大于Ig。

綜上,驅動芯片IR2110滿足電路的要求。

3 經典驅動電路設計

3.1 確定外部柵極驅動電阻Rg

柵極驅動電阻Rg(分別為R1、R2、R3和R4)根據發射頻率f選擇。圖3為柵極驅動電阻示意圖。

圖3 柵極驅動電阻示意圖

柵極驅動電流的計算公式[2]為

(1)

式(1)中:VCC為電源電壓;VGS為柵源電壓;Rg為柵極驅動電阻。已知Ig=0.006 A,VCC=12 V。由功率管IRF38N20D的柵電荷與柵源電壓曲線可知,60 nC的電荷量需要VGS>10 V才能保證功率管達到完全開啟的狀態,這里期望VGS接近VCC,取VGS=11.5 V,將其代入式(1)中可計算得到Rg=83 Ω,實際設計的Rg應小于83 Ω,以提供一定的余量。Rg能影響功率管的開關速度:Rg增大會使開關速度下降,導致波形上升/下降變緩;Rg減小能使開關速度加快,但易引起尖峰和振蕩。因此,Rg的取值需在小于83 Ω的情況下綜合考慮。

3.2 確定自舉電路參數

3.2.1 確定自舉電容C

圖4為自舉電路充電回路。由圖4可知,自舉電路主要由自舉電容C、自舉電阻Rb和自舉二極管D組成,其中自舉電容C是最重要的元件,為高側功率管的源端提供浮動偏置。為確定自舉電容C的參數,需優先確定高側功率管Q1導通時電容兩端電壓VBS的最大容許壓降ΔVBS,因為驅動芯片IR2110對高側浮動電源有欠壓保護作用,一旦VBS小于欠壓閾值VBSUV,芯片會因處于欠壓狀態而停止工作。ΔVBS可根據圖4確定,Q1導通時電容C放電,使VBS下降,然后Q3導通,自舉電路進入充電狀態,有

圖4 自舉電路充電回路

ΔVBS≤VCC-VF-VGSmin-VDSon

(1)

式(1)中:VF為自舉二極管的正向導通電壓,通常為1 V;VGSmin為柵源的最小驅動電壓,要求大于VBSUV,根據IR2110芯片手冊,VBSUV=9.4 V;VDSon為低側功率管導通時的管壓降,此時電流約為10 A,由IRF38N20D手冊可知,導通內阻約為0.054 Ω,由此可得VDSon=0.54 V。將這些參數代入式(1)中,可得ΔVBS≤1.06 V。

自舉電容兩端電壓VBS在每個開關周期內的壓降主要是以下幾個因素[3]導致的:

1) 功率管開啟時需要的柵電荷Qg;

2) 功率管柵源之間的泄電流ILK_GS;

3) IR2110靜態VBS的供電電流IQBS;

4) IR2110浮動電源的泄電流ILK

5) IR2110內部電平位移器需要的電荷量QLS;

6) 自舉二極管D的泄電流ILK_D;

7) 高側功率管導通時間Ton;

8) 自舉電容C的泄電流ILK_C。

以上參數均能根據數據手冊得到,1個開關周期內的總電荷量的計算公式可表示為

QTOT=Qg+QLS+(ILK_GS+IQBS+ILK+ILK_D+ILK_C)×Ton

(2)

自舉電容C的計算公式可表示為

(3)

這里在對C進行取值時需放大一點余量,取C=220 nF,采用瓷片電容作為自舉電容。

3.2.2 確定自舉二極管D

二極管在自舉電路中的主要作用是當高側功率管開啟時,用來防止高壓回流至驅動電源端造成電路受損,故需要二極管反向電壓VR>VB=72 V,并保有一定的余量。此外,二極管的正向導通電流IF滿足IF>Ig,保證驅動電流足夠。同時,為減少電荷損失,選擇ILK_D較小的反向恢復二極管[4]比較合適,這里選用英飛凌的SMBD7000,其主要參數見表1。

表1 SMBD7000主要參數

3.2.3 確定自舉電阻Rb

自舉電容C的充電時間常數τ=RbC,由發射頻率可知,電容的充電時間需小于5 μs。充電時間t的計算公式可表示為

(4)

式(4)中:V0為電容初始電壓,這里V0=0 V;Vt為t時刻的充電電壓,要求Vt≥10 V。根據式(4)對Rb進行合理取值,使t<5 μs。在自舉電容C=220 nF的條件下,取Rb=10 Ω,此時充電時間t=3.94 μs。當對自舉電容充電時,串聯的Rb還能起到限流的作用。

4 電路仿真及改進

利用Cadence PSpice仿真技術對全橋電路的參數進行仿真驗證,在Cadence軟件中輸入IR2110的PSpice模型代碼,并生成仿真模型,繪制全橋功率放大電路,信號源波形為單正極性方波,頻率為100 kHz,信號為12Vpp的差分信號,部分代碼如下:

{.SUBCKT IR2110 LO HO COM VSS LIN HIN VCC VB VS VDD SD

R_HIN HIN VSS 1E12

C_HIN HIN VSS 1F

R_LIN LIN VSS 1E12

C_LIN LIN VSS 1F

R_HO HO VS 1E12

R_LO LO COM 1E12

R_VB VB VS 1E12

R_VDD VDD VSS 1E12

R_VCC VCC COM 1E12

R_VS VS COM 1E12

R_VSS VSS COM 1E12

R_SD SD VSS 750K

C_SD SD VSS 1F

R_DT DT VSS 1

C_DT DT VSS 1P

X_GD_TEMPLATE LO HO COM VSS LIN HIN VCC VB VS SD DT VDD IR2110_GD_TEMPLATE

.ENDS IR2110}

全橋仿真原理圖見圖5。

圖5 全橋仿真原理圖

4.1 結合仿真確定Rg的值

根據Rg的取值范圍更改電路中R1、R2、R3和R4的值,查看高側功率管柵源電壓VGS的驅動波形。圖6和圖7分別為Rg取值為20 Ω和10 Ω時高壓側功率管VGS的驅動。

圖6 Rg=20 Ω時高側功率管VGS的驅動波形

圖7 Rg=10 Ω時高側功率管VGS的驅動波形

由圖6和圖7可知:當Rg過大時,VGS上升變緩,且無法達到要求的開啟電壓,同時放大了彌勒效應;當Rg=10 Ω時,功率管輸入電容均能充電至要求的開啟電壓,VGS的波形滿足發射機的要求。

4.2 結合仿真確定自舉電容C

根據之前計算得到的C的取值范圍進行仿真,結合式(4),在Rb=10 Ω的前提下,查看自舉電容C取不同數值時高側功率管VGS的驅動波形,見圖8～圖10。

圖8 C=100 nF時高側功率管VGS的驅動波形

圖9 C=220 nF時高側功率管VGS的驅動波形

圖10 C=330 nF時高側功率管VGS的驅動波形

由圖8～圖10可知:當C=100 nF時,VGS的驅動波形能達到發射機的要求,但其幅值略小于10 V,由功率管IRF38N20D的柵電荷與柵源電壓曲線可知,60 nC的電荷量需要VGS>10V才能保證功率管達到完全開啟的狀態;當C=330 nF時,在工作頻率為100 kHz的限制條件下,低側管導通時C的充電時間為5 μs,根據式(4),在電容取值過大的情況下,無法在這段時間內充滿電,致使功率管在初始的1～2個脈沖內無法開啟,VGS的驅動波形在初始階段有缺陷;當C=220 nF時,VGS的驅動波形和幅值均基本上滿足發射機柵極波形的要求。

4.3 全橋功率放大電路關鍵節點仿真及改進

確定各關鍵器件的參數之后,對圖5中探頭標識的關鍵節點進行仿真驗證,結果見圖11和圖12。

圖12 功率放大電路輸出負載兩端的波形

由圖11和圖12可知,設計的功率放大電路的輸出波形基本上滿足發射機的要求。根據圖中Q1的柵源波形和輸出電壓VOUT1的波形,5 μs之前波形存在缺陷,第一個本應是高電平的脈沖,但此時Q1呈關斷狀態,分析電路原理可知,在上電的開始階段,驅動不會立即建立,且Q3在第一個脈沖出現時呈關斷狀態,導致自舉電容C1無法正常充電,也就使Q1的柵源電壓無法滿足功率管的開啟條件,以致輸出電壓VOUT1的波形在第一個脈沖內呈低電平狀態。

為此,對自舉電路稍作更改,在仿真電路(如圖6所示)中增加自舉啟動電阻R11和R12,見圖13。啟動電阻的作用是在電路上電之后和驅動未建立之前,所有功率管均處于關斷狀態,此時對自舉電容C1和C2充電,以確保在建立發射驅動時不再出現上述現象。在這些條件下,C1先通過R9、D1和R11充電,當R11=20 kΩ時,充電至10 V需要的時間為

圖13 添加自舉啟動電阻R11和R12后的全橋原理圖

(5)

阻值越大,充電時間越慢。然而,當高側功率管導通時,會在R11和R12上有60 V的電壓,這時在R11和R12上的瞬時功耗為180 mW,因此R11和R12取值不宜過小,避免帶來不必要的功率損耗。改進后的功率放大電路輸出負載兩端的輸出電壓波形見圖14,波形前端的脈沖缺陷得到改善。

圖14 改進后的功率放大電路輸出負載兩端的輸出電壓波形

5 結 語

本文基于現有發射機的應用情況,通過理論計算和仿真設計了全橋功率放大電路,利用Cadence軟件對該電路的關鍵參數進行了仿真驗證和部分改進,驗證了設計的全橋功率放大電路的原理、器件型號和參數能適用于水聲發射機,為以后該電路的實際應用打下了基礎。全橋電路具有高效的電源利用率,為提升發射機的功率提供了理論基礎,同時器件增多給實際電路的應用帶來了很多新的挑戰,如復雜度提升、損耗增加、發熱和體積增大等,這些問題有待在后續研究中解決。