圖騰柱無橋PFC 的同步整流優(yōu)化控制*

王傳奇，陳 威※，林振權(quán)

（1.溫州大學(xué)電氣與電子工程學(xué)院，浙江 溫州 325035；2.溫州大學(xué)樂清工業(yè)研究院，浙江 溫州 325035）

0 引言

電力電子技術(shù)在日常生活與工業(yè)中的應(yīng)用日益廣泛，在給人類帶來便利的同時也給電網(wǎng)的諧波治理造成了一定的困難，這使得功率因數(shù)校正技術(shù)（Power Factor Correction，PFC）在現(xiàn)代高品質(zhì)整流系統(tǒng)中顯得尤為重要。隨著人們對電力電子裝置高效率、高功率密度的追求，圖騰柱無橋PFC（Totem-pole Bridgeless PFC，TPBL PFC）因其優(yōu)越的特性正逐漸成為PFC 領(lǐng)域研究熱點(diǎn)［1-5］。

傳統(tǒng)TPBL PFC的電感續(xù)流方式是采用體二極管反向續(xù)流，因體二極管的導(dǎo)通壓降過高造成系統(tǒng)損耗的增大，難以滿足電源功率等級的提高和高頻化的要求［6-7］。然而，由于大多數(shù)硅基MOSFET 其寄生體二極管較差的反向恢復(fù)特性，使得TPBL PFC 變換器只能工作在斷續(xù)導(dǎo)電模式（Discontinuous Conduction Mode，DCM）［8］或者臨界導(dǎo)電模式（Boundary Conduction Mode，BCM）［9-10］，隨著新型器件的發(fā)展，基于氮化鎵MOSFET 所構(gòu)成的圖騰柱式無橋PFC，由于沒有反向恢復(fù)時間問題使得其可工作在連續(xù)導(dǎo)電模式（Continuous Conduction Mode，CCM）［11-12］而備受學(xué)術(shù)界及工程師們關(guān)注。

為了進(jìn)一步增大TPBL PFC 變換器的效率，通常一對高頻開關(guān)管采用互補(bǔ)導(dǎo)通來降低采用體二極管續(xù)流方式的損耗［13］。不同于普通的帶有整流橋的Boost PFC，當(dāng)TPBL PFC由CCM模式轉(zhuǎn)換為DCM模式時，同步整流管的誤操作會導(dǎo)致電路的效率和功率因數(shù)（Power Factor，PF）降低，常用的方法是在比較器的反向輸入端給定一個參考值，將電流采樣的信號送入到比較器的正相輸入端，以此來產(chǎn)生電感電流過零檢測（Zero Crossing Detection，ZCD）信號去控制同步整流管。

由于ZCD 信號的合理產(chǎn)生是TPBL PFC 平穩(wěn)運(yùn)行在DCM模式時的關(guān)鍵一環(huán)，這引起了學(xué)者的廣泛研究。文獻(xiàn)［14］通過在PFC電感上設(shè)置兩個輔助繞組，并設(shè)置合理的同名端方向，兩個輔助繞組在各自的半個工頻周期內(nèi)產(chǎn)生ZCD信號，通過選擇器選擇正確的信號送入DSP內(nèi)進(jìn)行處理。文獻(xiàn)［15］通過采用中心抽頭式輔助繞組檢測電感電流過零點(diǎn)，但增加了大量的外圍模擬電路，同時變壓器繞制復(fù)雜，通常適用于提二極管續(xù)流的BCM 圖騰柱PFC變換器并不適用于采用同步整流的方案。文獻(xiàn)［16］采用改進(jìn)型雙ZCD方案，采用兩種ZCD策略分別控制開關(guān)管的開通和續(xù)流管的關(guān)斷，進(jìn)行開關(guān)管開通和關(guān)斷的解耦增加控制的穩(wěn)定性，但增加了控制的復(fù)雜性。上述方案沒有考慮電流轉(zhuǎn)換電路的延時對ZCD信號產(chǎn)生的影響。

針對上述問題，為了采用高頻開關(guān)管的同步整流方案增大電路運(yùn)行效率，同時解決CCM 模式TPBL PFC 在中輕載時工頻周期內(nèi)有部分狀態(tài)或全部狀態(tài)的電感電流運(yùn)行在DCM狀態(tài)導(dǎo)致的反向續(xù)流問題，本文提出一種基于DSP的數(shù)字ZCD信號控制方案取代傳統(tǒng)的模擬控制方案，采用霍爾電流傳感器的方案對電感的電流進(jìn)行采樣，減少了外圍電路的設(shè)計(jì)。在傳統(tǒng)方案只采用固定的單閾值電流信號去和電感電流信號相比去產(chǎn)生ZCD信號的基礎(chǔ)上，考慮了電流采樣電路延時帶來的影響，提出了正負(fù)閾值電流比較的方案，并在此基礎(chǔ)上提出了可變正負(fù)閾值電流比較的方案進(jìn)一步改善了高頻同步整流管的控制，此方案增大了控制的靈活性，提高了TPBL PFC 的運(yùn)行效率，降低了PFC的過零點(diǎn)尖峰問題。

1 電路拓?fù)渑c工作原理

1.1 工作模態(tài)

TPBL PFC的電路原理如圖1 所示，它分為高頻橋臂以及工頻橋臂。其中高頻橋臂由S1 和S2 組成，工頻橋臂由S3 和S4 組成。交流電源正半周工作模態(tài)對應(yīng)于圖1（a）、（b），S1 為主高頻開關(guān)管，S2 為輔助高頻開關(guān)管，低頻開關(guān)管S4 為主管長開，低頻開關(guān)管S3 為輔助管常閉。負(fù)半周工作模態(tài)對應(yīng)于圖1（c）、（d），S2 為主高頻開關(guān)管，S1 為輔助高頻開關(guān)管，低頻開關(guān)管S3 為主管長開，低頻開關(guān)管S4 為輔助管常閉。為簡化分析，忽略體二極管的反向恢復(fù)，同時忽略上下對管的死區(qū)時間，僅對輸入電壓正半周內(nèi)的一個開關(guān)周期的波形進(jìn)行分析。

圖1 TPBL PFC 4 種工作模態(tài)

工作模態(tài)1：正向交流電源通過高頻開關(guān)管S1 和低頻開關(guān)管S4 向電感L 充電。同時電容向負(fù)載放電。［t0～t1］階段電感電流呈上升狀態(tài)。

工作模態(tài)2：正向交流電源和電感L 的能量通過高頻開關(guān)管S1 和低頻開關(guān)管S4 一起向負(fù)載放電。同時電容向負(fù)載放電。［t1～t2］階段電感電流呈下降狀態(tài)。

工作模態(tài)3：負(fù)向交流電源通過高頻開關(guān)管S2 和低頻開關(guān)管S3 向電感L充電。同時電容向負(fù)載放電。

工作模態(tài)4：負(fù)向交流電源和電感L 的能量通過高頻開關(guān)管S1 和低頻開關(guān)管S3 一起向負(fù)載放電同時電容向負(fù)載放電。

1.2 高頻同步整流管狀態(tài)分析

TPBL PFC運(yùn)行在不同的狀態(tài)其高頻同步整流管也有不同的控制方式。當(dāng)電路運(yùn)行在CCM模式時，使其工作在互補(bǔ)狀態(tài)；當(dāng)其運(yùn)行在DCM模式時，可以選擇將同步整流管完全關(guān)閉，但降低了電路的運(yùn)行效率；為了增大電路效率，可以選擇當(dāng)電路運(yùn)行在DCM模式時，電感電流過零后再關(guān)閉同步整流管。

理想情況下，電流傳感器電路視為無延遲的電路，但在實(shí)際情況下每一部分電路的輸出信號都會存在一定的延時，如圖2 所示，電感電流在經(jīng)過霍爾傳感器電路時存在th時間的延時，再經(jīng)過RC 低通濾波電路會存在tRC時間的延時，在經(jīng)過運(yùn)放電路時會存在top時間的延時，最終得到電感電流經(jīng)過變換電路得到的輸出電壓信號vh，可得到總的信號傳輸延時時間td。

圖2 TPBL PFC電感電流采樣延時框圖

電感電流再經(jīng)過轉(zhuǎn)換電路延時td時間后的波形如圖3所示。但是t3時刻不是主電路電感電流的真正過零點(diǎn)，以這個時刻去關(guān)閉同步續(xù)流管會出現(xiàn)電感電流反向，此時負(fù)向電流的下降大小為：

圖3 TPBL PFC電感電流反向波形

式中：Vo為輸出電壓；Vac為輸入電壓；L 為電感量；td為傳感器變換電路延遲時間。

由上述分析可知，在知道電感電流準(zhǔn)確的過零參考線的基礎(chǔ)上，也會產(chǎn)生反向電流。通過式（1）可知反向電流在輸入電壓低時會更大。由于電路測量誤差，計(jì)算誤差的存在，給定參考電流閾值點(diǎn)會發(fā)生偏移。

以參考點(diǎn)Iref值偏大分析為例。

（1）輸入電壓為正時：從圖4 中可以看出t2時刻的實(shí)際電流值還沒有下降到0，電路就已經(jīng)關(guān)閉了高頻同步整流管，［t2～t3］時刻電感電流經(jīng)過高頻同步管的體二極管進(jìn)行續(xù)流，此時增大了電路的損耗。

圖4 參考值偏大時正向電壓輸入時電感電流波形

（2）輸入電壓為負(fù)時：從圖5 中可以看出直到t4時刻實(shí)際電路才關(guān)閉同步整流管，這會產(chǎn)生反向電流和對電路的穩(wěn)定性造成影響，同樣也增大了電路的損耗。

圖5 參考值偏大時負(fù)向電壓輸入時電感電流波形

由上述分析可知，采取單閾值電流值比較去控制高頻同步整流管的方案是不可行的，會造成比較大的反向電流。為改善電流反灌情況，本文提出正負(fù)閾值電流比較策略和可變正負(fù)閾值電流比較策略。

2 控制策略分析

2.1 數(shù)字控制器選擇

數(shù)字電源需求的增加產(chǎn)生了許多專為數(shù)字電源而生的數(shù)字控制器。其中DSP TMS3202803x 系列適合數(shù)字電源的開發(fā)，集成了帶DAC的比較器模塊等模擬外設(shè)、強(qiáng)大而靈活的EPWM模塊，集成多路的ADC通道來適應(yīng)數(shù)字電源的多路信號采集、具備獨(dú)立于CPU 之外的32 位浮點(diǎn)單元的控制率加速器增加了運(yùn)算能力。

2.2 正負(fù)閾值電流比較策略

正向輸入電壓時參考電流閾值線為圖4 所示的Iref，負(fù)向輸入電壓時參考電流閾值線為圖6 所示的-Iref。從圖中可以看出在t2時刻關(guān)閉了同步高頻整流管，［t2，t3］時刻電感電流經(jīng)過高頻同步管的體二極管進(jìn)行續(xù)流。相對于單閾值電流比較策略明顯改善了電路的運(yùn)行狀況。控制框圖如圖7 所示，Posel為電壓極性選擇信號，正電壓極性選擇1，負(fù)電壓極性選擇0，最終產(chǎn)生PWM 高開關(guān)管跳閘信號SH和低開關(guān)管跳閘信號SL。

圖6 正負(fù)閾值電流比較策略下負(fù)電壓輸入時電感電流波形

圖7 正負(fù)閾值電流比較策略框圖

2.3 正負(fù)可變閾值電流比較策略

根據(jù)公式（1）可以知道，在不同的輸入電壓條件下，電流的斜率是不同的，反向電流的大小也是不相同的，此時固定的參考電流Iref不能應(yīng)對所有的情況，輸入電壓小時還是會出現(xiàn)反向電流，輸入電壓大時會提前關(guān)斷高頻同步整流管。在正負(fù)閾值電流比較策略的基礎(chǔ)上進(jìn)行改進(jìn)，讓參考電流比較值irefb是實(shí)時變化的。從圖8 可知，當(dāng)參考電流比較閾值irefb和iLd的交點(diǎn)剛好位于t3時刻時，此時處于完全補(bǔ)償狀態(tài)。此時的irefb值為公式（3）所示。控制框圖如圖9 所示，Posel為電壓極性選擇信號，正電壓極性選擇1，負(fù)電壓極性選擇0，最終產(chǎn)生PWM 高開關(guān)管跳閘信號SH和低開關(guān)管跳閘信號SL。

圖8 可變正負(fù)閾值電流比較策略下正電壓輸入時電流波形

圖9 可變正負(fù)閾值電流比較策略框圖

2.4 數(shù)字ZCD信號控制策略

整個數(shù)字控制框圖如圖10 所示，Vcc為控制系統(tǒng)供電、iL為電感電流、KiL為霍爾電流傳感器檢測系數(shù)、Vh為霍爾電流傳感器輸出、ΔViL為比較器反向端電壓參考修正值，Cm為比較器輸出、Cmf為比較器通過反相器輸出。

圖10 數(shù)字ZCD信號控制策略框圖

當(dāng)輸入交流電壓為正時：波形如圖11 所示，［0 ～t4］為整個開關(guān)周期，電感電流經(jīng)過霍爾電流傳感器檢測后送入比較器的同相輸入端，此時選擇在0.5 Vcc電壓的基礎(chǔ)上疊加一個相應(yīng)策略的修正量。DSP 內(nèi)部跳閘信號管理模塊（TZ模塊）配置為比較器高電平有效。當(dāng)霍爾傳感器采集的電流值低于比較器反向輸入端電壓后，比較器輸出一個低電平信號，此信號要經(jīng)過一個反相器再送入后級電路，此信號經(jīng)過比較器內(nèi)部的計(jì)數(shù)脈沖濾波后送入數(shù)字比較模塊（DC 模塊），經(jīng)過DC 模塊內(nèi)部的窗口濾波進(jìn)一步減輕收到信號的干擾問題。DC模塊輸出的信號送入到PWM 跳閘信號管理模塊（TZ 模塊），TZ模塊根據(jù)此時的輸入電壓極性去關(guān)閉對應(yīng)的通過整流管的信號。

圖11 正向輸入電壓時ZCD 信號控制波形

當(dāng)輸入交流電壓為負(fù)時工作波形如圖12 所示，工作情況分析和正向輸入電壓時類似，不再贅述。

圖12 負(fù)向輸入電壓時ZCD 信號控制波形

如果選擇正負(fù)閾值比較策略：其中Iref可選擇一個較小的修正量，根據(jù)電路調(diào)試情況進(jìn)行微調(diào)。KDAC為單片機(jī)系統(tǒng)DAC輸出的最大值，如10 位DAC系統(tǒng)則KDAC為1 024。根據(jù)式（4）可計(jì)算出單片機(jī)給出的補(bǔ)償值ΔViL。

如果選擇可變正負(fù)閾值比較策略：其中ΔViL可根據(jù)式（5）得出，td可根據(jù)具體手冊選取典型延遲值，然后再根據(jù)電路調(diào)試情況進(jìn)行微調(diào)。

3 系統(tǒng)仿真

3.1 臨界電感值推導(dǎo)

為了進(jìn)行合理的參數(shù)仿真，需要設(shè)計(jì)合理的PFC電感值使得系統(tǒng)能出現(xiàn)CCM 模式和DCM 模式，此時需要推導(dǎo)臨界電感值。

式中：Lb為PFC電感值；iLM為一個PWM 周期內(nèi)電感電流峰值；vg為輸入電壓值；vo為輸出電壓值；fs為系統(tǒng)開關(guān)頻率。

其中式（6）表示臨界模式時開關(guān)管導(dǎo)通時間加上其關(guān)閉時間等于開關(guān)周期。

在認(rèn)為輸入電壓是正弦狀態(tài)、PF值為1 時可得輸入電流瞬時值如下：

式中：vm為輸入電壓峰值；Pout為輸出功率；ω為輸入電壓角頻率。

當(dāng)運(yùn)行在臨界模式時可得式（10），聯(lián)立式（7）、（9）、（10）可求出臨界電感值，由式（11）可得。

3.2 仿真參數(shù)設(shè)計(jì)

為了驗(yàn)證控制策略的可靠性，在PLECS 軟件下進(jìn)行仿真分析。仿真參數(shù)如下：電網(wǎng)輸入電壓有效值為220 V；PFC 濾波電感值為0.11 mH；輸出電壓給定值為400 V；輸出濾波電容為470 μF；負(fù)載電阻為800 Ω；額定功率為800 W；仿真在200 W 的情況下進(jìn)行。單閾值電流比較模式下比較閾值Iref＝0 A，正負(fù)閾值電流比較模式下比較閾值Iref＝0.1 A，可變正負(fù)閾值下比較閾值irefb根據(jù)公式（2）實(shí)時變化。根據(jù)市場上典型的霍爾芯片手冊描述選擇延時時間td＝1 μs。

3.3 仿真波形分析

3 種模式的仿真結(jié)果總體波形圖為圖13 ～15。從圖13 ～14 可以看出一個重要特征，在固定的電流比較閾值控制下，輸入電壓越小，則反向電流越大。取一個固定的時刻將波形展開后放到圖16 中，將該時刻的數(shù)據(jù)圖匯集到表1，從表中可以看出單閾值電流比較模式下的電感反向電流達(dá)到了250 mA，在改進(jìn)的正負(fù)閾值電流比較策略的控制下電感的反向電流減小到了150 mA，在可變雙閾值電流比較策略的控制下抑制了電流的反向問題。

表1 不同策略下仿真的反向電流mA

圖13 單閾值電流比較策略仿真總體波形

圖14 正負(fù)閾值電流比較策略仿真總體波形

圖15 可變正負(fù)閾值電流比較策略仿真總體波形

圖16 不同策略仿真下電流反向情況對比

4 實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

本文實(shí)驗(yàn)對前文分析的3 種電流比較策略進(jìn)行實(shí)物驗(yàn)證，由于考慮到實(shí)驗(yàn)的安全性，設(shè)計(jì)的實(shí)驗(yàn)參數(shù)為：輸入電壓有效值為36 V；PFC濾波電感值為0.1 mH；輸出電壓給定值為60 V；輸出濾波電容為450 μF／400 V；負(fù)載電阻為200 Ω。

其中圖17 為實(shí)物電路圖；圖18 ～19 為單閾值電流比較策略實(shí)測的總體波形與細(xì)節(jié)波形，其中CH1為高位高頻開關(guān)管驅(qū)動波形，CH2 為電感電流波形，CH3 為低位高頻開關(guān)管驅(qū)動波形，在圖18 中CH4為輸入電壓波形，在圖19 中CH4 為同步波形。圖20 ～23分別為正負(fù)閾值電流比較策略和可變正負(fù)閾值電流比較策略的實(shí)測總體波形與細(xì)節(jié)波形。同步波形原理為由DSP內(nèi)部的鎖相環(huán)鎖定輸入電壓的相位，可任意選取兩點(diǎn)相位作為CH4 波形跳變的閾值，這樣可保證三種模式下測量的波形在同一相位，在輸入電壓相位為0°～30°時反向電流最為明顯。本實(shí)驗(yàn)選擇輸入電壓在20°相位時測量相關(guān)實(shí)驗(yàn)參數(shù)。

圖17 實(shí)物電路板

圖18 單閾值電流比較策略實(shí)物總體波形

圖19 單閾值電流比較策略實(shí)物細(xì)節(jié)波形

圖20 正負(fù)閾值電流比較策略實(shí)物總體波形

圖21 正負(fù)閾值電流比較策略實(shí)物細(xì)節(jié)波形

將測得的反向電流數(shù)據(jù)匯集到表2，從表中可以明顯看出可變正負(fù)閾值電流比較策略的反向電流最小，正負(fù)比較閾值電流比較策略的反向電流次之，單閾值電流比較策略的反向電流最大。可變正負(fù)閾值電流比較策略相比與單閾值電流比較策略使電路的效率增加了3.7%，PF值增加了6%，反向電感電流在輸入電壓20°相位時減小了77.8%。

表2 實(shí)驗(yàn)參數(shù)分析

從圖18、圖20 中可以看出，在沒有動態(tài)改變電流比較閾值的情況下，輸入電壓越小反向電流越大。這與理論分析與實(shí)驗(yàn)仿真的結(jié)果一致。從圖22 中可以看出，在可變閾值電流比較策略下，通過電流比較閾值的改變補(bǔ)償了輸入電壓帶來的影響。

圖22 可變正負(fù)閾值電流比較策略實(shí)物總體波形

圖23 可變正負(fù)閾值電流比較策略實(shí)物細(xì)節(jié)波形

5 結(jié)束語

本文采用TPBL PFC 電路模型，復(fù)現(xiàn)了電感電流過零檢測不準(zhǔn)確導(dǎo)致電感電流反灌的過程，指出電流采樣延時和不同的控制策略是導(dǎo)致電流反灌的主要原因。本文提出可變正負(fù)閾值電流比較策略，對高頻同步整流管進(jìn)行了優(yōu)化控制。

該方法利用了在不同輸入電壓條件下電感電流的不同斜率，并結(jié)合合理的延時時間，推導(dǎo)出可變正負(fù)閾值電流比較策略的補(bǔ)償公式。仿真實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證了控制策略的有效性和補(bǔ)償公式的合理性。

最后針對TPBL PFC 實(shí)物電路進(jìn)行測試，改進(jìn)控制策略使電路效率增加了3.7%，PF 值增加了6%，反向電感電流在輸入電壓20°相位時減小了77.8%。證明本文所提方法具備實(shí)際應(yīng)用功能。而在電路延時的分析方面，本文采用的是定性分析，后續(xù)可以繼續(xù)開展電路延時定量計(jì)算方面的研究。