雙繞組發電機串并聯換接整流拓撲設計

摘要：為解決車輛發動機在不同工況下轉速范圍較大，導致取力發電機的電壓范圍較大的問題，設計雙繞組發電機繞組結構及雙繞組串、并聯切換電路，并進行仿真驗證，結果表明串、并聯理想輸出電壓均滿足設計要求。設計晶閘管整體設計方案、自然換相點檢測電路和脈沖變壓器驅動電路，制作樣機并進行實驗室和現場測試。發電機低速運行時，輸出電壓較低，采用串聯整流輸出的方式提高輸出電壓；發電機高速運行時，采用并聯整流輸出的方式，降低整流輸出電壓，整流后的電壓滿足后級逆變器所需輸入電壓范圍。實驗室測試結果表明：設計系統能實現雙繞組的串、并聯換接輸出，未出現電壓和電流間斷輸出情況，滿足設計的基本目標。現場測試結果表明：在不同轉速、不同負載等工況下，設計的雙繞組切換控制系統能實現電壓的串、并聯切換，滿足大功率40 kW工況運行，符合預期設計要求。

關鍵詞：取力發電機；雙繞組發電機；串、并聯換接；晶閘管控制

中圖分類號：U463.63+1文獻標志碼：A文章編號：1672-0032（2024）04-0134-09

0引言

與傳統的發電設備相比，車輛取力發電機體積小、不受環境限制、移動靈活，在救援、軍工、野外施工等方面應用廣泛，發展潛力較大[1-3]。國外一般在軍用車輛及需要野外作業的工程車輛的底盤處預留取力發電機的安裝位置，采用取力發電系統作為供電單元[4]；國內取力發電系統的輸出功率一般為2～10 kW，滿足車載用電設備及車輛控制系統的用電需求[5-6]。為滿足工程作業的電力需求，野外工程車輛等需較大功率的用電設備，需設計更大功率的取力發電系統，取力發電機的體積與質量較大[7]。

取力發電系統的動力源是車輛的發動機，發動機的轉速范圍較大，一般為1 500～8 000 r/min，根據電機原理可知，發電機的輸出電壓與轉速成正比，發電機的最高輸出電壓是最低輸出電壓的5倍[8-9]，整流后的最高直流電壓也是最低直流電壓的5倍，一般逆變器自帶直流升壓轉換器，輸入直流電壓的范圍較小，約為250～500 V，要求取力發電機整流后的輸出電壓須處于此范圍，且具有連續供電能力[10-14]。

本文針對40 kW大功率取力發電系統中取力發電機體積大、質量大的問題，設計雙繞組發電機，減小發電機的體積和質量。取力發電機轉速范圍大，整流電路輸出直流電壓范圍大，設計雙繞組永磁發電機換接整流控制系統，發電機低速運行時，電壓較低，采用串聯輸出整流的方式提高整流輸出電壓；發電機轉速較高時，采用并聯整流輸出的方式，降低整流輸出電壓，使取力發電系統在全轉速范圍輸出較低的直流電壓，整流后的電壓范圍滿足后級逆變器的電壓需求輸入范圍。逆變器的輸入端只需設計直流升壓電路，降低該部分的體積和質量，提高系統的可靠性，降低系統的設計難度。

1繞組換接方案設計

1.1取力發電機的繞組結構

取力發電機的繞組結構如圖1所示，2套繞組3Y1和3Y2分別安裝在同1個發電機定子上，電氣上相互隔離。繞組3Y1的X1、Y1、Z1短接，A1、B1、C1對外輸出，為Y型連接；繞組3Y2的接法相同，X2、Y2、Z2短接，輸出端為A2、B2、C2，為Y型連接。

實際系統中取力發動機的有效轉速為2 500～8 000 r/min，雙發電機組并聯輸出交流電壓為125～400 V，雙發電機組串聯輸出交流電壓為250～800 V。逆變器電路前端的直流升壓穩壓電路的直流電壓輸入范圍為300～600 V。為確保整流后的直流電壓滿足上述范圍要求，發電機的轉速較低時，雙繞組須串聯輸出較高的整流電壓，滿足逆變器最低電壓的需求；電機轉速較高時，雙繞組須并聯，降低輸出電壓，滿足逆變器最高電壓的需求。

1.2雙繞組串、并聯切換電路設計

基于三相整流橋[15-16]設計的雙繞組串、并聯切換結構主電路及工作狀態如圖2所示。

圖2 a）中，二極管組B與C、D與E分別組成2個三相整流橋BC、DE；二極管組A采用共陰極接法，晶閘管組F采用共陽極接法，二極管組A的共陰極與晶閘管組F的共陽極連接。繞組3Y1的3個輸出端分別連接到三相整流橋BC的中間，并分別與二極管組A的3個陽極相連；繞組3Y2的3個輸出端分別連接到三相整流橋DE的中間，并分別與晶閘管組F的3個陰極相連；三相整流橋BC與DE并聯，CE端并聯后輸出作為整流后輸出直流電壓Ud的正極，BD端并聯后輸出作為Ud的負極。

晶閘管組F的G極無觸發信號時，二極管組A無法形成導電回路，此時整流電路相當于三相橋BC和三相橋DE并聯后對外輸出，如圖2 b）所示。三相繞組3Y1和3Y2分別整流，再并聯輸出，相當于2個直流電源并聯輸出，適合發動機高速運行工況，單繞組發電輸出的電壓即可滿足逆變器直流輸入端的電壓要求。

給晶閘管組F的G極觸發信號時，即在三相交流電的每個自然換相點處施加觸發脈沖，此時晶閘管組F、二極管組A導通，二極管組D、C關斷，電路相當于二極管組B和A構成三相整流橋BA，晶閘管組F和二極管組E構成三相整流橋FE。在控制過程中，始終給晶閘管組F的每個G極施加觸發信號，晶閘管的作用相當于二極管，如圖2 c）所示。該電路的實際效果是繞組3Y1經過整流橋BA與繞組3Y2經過整流橋FE二者的輸出串聯對外供電，適合發動機低速運行的工況，單個繞組輸出電壓較低，需2個繞組串聯對外輸出。

1.3仿真驗證

采用軟件MATLAB/Simulink對上述拓撲結構進行可行性驗證，仿真模型均設置為理想的電子器件，其中相電壓U=220 V[17]，仿真串、并聯輸出電壓波形與時間t的關系如圖3所示。

1）并聯運行設置。脈沖信號參數設置為0，并聯運行時晶閘管不導通，無需給晶閘管觸發脈沖；未設置濾波電容，輸出脈動電壓。平均并聯輸出電壓

Ud1=0.5U1，max+U1，min≈526.4 V，

式中：U1，max為最大并聯電壓，U1，min為最小并聯電壓。

2）串聯運行設置。設置脈沖信號參數為：脈沖頻率f=10 kHz，脈沖寬度為50%，相位延遲0 s。平均串聯輸出電壓

Ud2=0.5U2，max+U2，min≈1052.4 V。

式中：U2，max為最大串聯電壓，U2，min為最小串聯電壓。

根據仿真結果分析，并聯時可將拓撲結構雙繞組并聯切換結構主電路看作控制角ɑ=0的三相橋式全控整流電路，平均整流輸出電壓

由計算可知，串聯時理想輸出電壓Uout1=2Ud=1 029.6 V，并聯時理想輸出電壓Uout2=Ud=514.8 V，本設計方案能滿足設計要求。

2晶閘管驅動系統設計

2.1整體設計方案

晶閘管驅動電路包括電源模塊、換相點檢測模塊、驅動脈沖輸出模塊及控制邏輯模塊，如圖4所示。

電源模塊將輸入電壓24.0 V轉換為12.0、5.0、3.3 V，分別為電路板其他部分供電，且產生5.0 V的隔離電源，為換相檢測電路的光耦隔離器提供電源；換相點檢測模塊輸入三相高壓交流電，通過比較電路實現換相點檢測，并通過光耦隔離器輸入中央處理器（central processing unit，CPU）；驅動脈沖輸出模塊包括自舉驅動芯片、脈沖變壓器及開關管控制等。

2.2換相點檢測電路設計

使用三相交流電的晶閘管整流控制電路時，須檢測三相電的自然換相點，用于計算電機當前轉速，判斷是否需進行串、并聯切換，1個周期內有6個自然換相點。三相交流電的電壓較高，需設計隔離電源，并通過光耦隔離器將切換信號傳遞給CPU[18]。設計的三相交流電換相檢測電路其中1個拓撲結構如圖5所示，將三相電源引線分別從TA、TB、TC輸入3個比較器LM339的輸入端，一旦兩相的電壓相對大小變化，對應比較器的輸出電平發生跳變，通過光耦隔離器PC817輸入CPU的輸入端口[19]。

為確保比較器LM339的輸入電壓為－0.3 V～ Vcc（Vcc為電源電壓），需將交流電壓增大2.5 V，輸入電壓通過1 MΩ的電阻與Rref分壓后與2.5 V電壓疊壓，通過100 kΩ的電阻輸入比較器的輸入端。關于電阻Rref的表達式為：

UA－C+=310 sin αRref∕（1 000 kΩ+Rref）V≥－2.5 V， α∈（0，2nπ），n=1，2，3，…，

式中UA－C+為比較器LM339輸入負端的電壓。

可得Rref≤8 kΩ，否則輸入端電壓仍有負波，影響比較輸出的精度。

2.3晶閘管驅動電路設計

選用中頻整流MGZK500A1600V晶閘管，最高工作頻率為400 Hz，其門極觸發電流IGT=30～200 mA，門極觸發電壓VGT=1～3 V。

晶閘管的驅動電路要求驅動電壓和驅動電流須大于晶閘管的最小驅動電壓和最小驅動電流，觸發功率為0.03～0.60 W，晶閘管才會可靠觸發[20]。為確保能可靠觸發晶閘管，設計觸發功率大于0.60 W，觸發脈沖的頻率為10 kHz。觸發脈沖的觸發時間與間歇時間保持不變，可靠準確地完成晶閘管的觸發和換相，保證整流電路可靠運行。

設計的觸發脈沖控制電路如圖6所示，脈沖寬度調制（pulse width modulation，PWM）斬波信號頻率為10 kHz，占空比為50%，輸入驅動芯片EG12521的低邊輸入端LIN，產生12 V的PWM信號，通過電阻為33 Ω的驅動金屬氧化物半導體場效應管（metal oxide semiconductor field effect transistor，MOSFET）Q。

驅動電路的核心器件為驅動脈沖變壓器T，原邊兩端分別與24 V電源和MOSFET的漏極相連，通過MOSFET的開關產生脈沖電流，將能量傳遞到副邊。開通MOSFET時，電流從24 V電源經變壓器原邊MOSFET進入GND，同時在副邊產生感應電流，經二極管D2及電阻進入晶閘管的G端，并從晶閘管的K端流出回到副邊繞組。

變壓器原邊的續流通道由穩壓管Z1和二極管D1組成，其中Z1的反向擊穿電壓為30 V，關斷MOSFET時，變壓器原邊繞組迅速產生相反方向的感應電壓，使副邊繞組的感應電勢反向，在二極管D2的作用下輸出電流迅速降為0。此時變壓器T中存儲的磁能只能通過穩壓管Z1和二極管D1泄放，原邊感應電勢大于30 V時，穩壓管導通形成續流電流，目的是迅速關斷副邊電流[27]。續流電壓較高（30 V），續流電流較大，穩壓管Z1和二極管D1要選擇較大功率的封裝，驅動電阻器的電阻為30 Ω，發光二極管LED1通過電阻為470 Ω的電阻器限流，用于指示晶閘管是否輸出出發脈沖。

3樣機制作及測試

3.1樣機制作

根據上述分析設計實驗樣機，測試設備及電路示意圖如圖7所示，主電路中整流二極管的型號為MZC300A1600V，脈沖變壓器的型號為KMB519。通過小功率測試驗證控制系統的關鍵電路功能，以及串并聯換接整流拓撲結構的合理性；現場測試整體系統大功率工況運行的基本性能，并驗證設計系統是否滿足實際的大功率要求。

3.2實驗室測試

采用2臺三相隔離變壓器作為輸入電源，2個20 Ω、3 kW的功率電阻作為負載。在實驗室進行脈沖變壓器測試、觸發脈沖測試、換相點檢測測試以及串、并聯切換測試，測試波形如圖8所示。

圖8 c）為圖6中經整流二極管輸出的電壓波形，該輸出電壓為實際的晶閘管驅動電壓。脈沖變壓器的變比為3∶1，整流后輸出的電壓脈沖幅值為6 V，能滿足晶閘管的驅動要求。圖8 d）為圖8 c）輸出的脈沖電壓經電阻為30 Ω電阻器后輸入晶閘管門極的觸發脈沖電壓波形，圖8 e）為圖6中的30 Ω驅動電阻的電壓波形。由圖8 c）可知：脈沖變壓器輸出電壓為6 V，被電阻和晶閘管門極分壓，電阻壓降為5.5 V，晶閘管門極壓降約為1.2 V，驅動電流約為195 mA，符合晶閘管的門極驅動電流的要求。圖8 f）為圖5中換相點檢測電路的一相檢測輸出波形，能檢測到三相交流電的換相點；圖8 g）為三相檢測電路的輸出波形，能準確檢測換相點。圖8 h）為串、并聯轉換的電壓波形，雙繞組整流后并聯輸出，并聯輸出電壓為300 V，測試晶閘管不工作；雙繞組整流后串聯輸出電壓為600 V，能實現雙繞組的串、并聯換接輸出，未出現電壓和電流間斷輸出的情況，滿足設計要求的基本目標。

3.3現場測試

采用功率為60 kW的原動機拖動制作的雙繞組發電機進行現場測試示意圖，雙繞組發電機組的A、B、C三相分別接入整流橋輸入端，整流橋輸出端接電阻負載，最大功率為40 kW，如圖9所示。發電機轉速分別為1 500（發電頻率為100 Hz）、3 000（發電頻率為200 Hz）r/min時，現場測試的發電機輸出電壓、整流電壓及電流波形分別如圖10、11所示。

圖10 a）、圖11a）為不同轉速及不同負載下發電機的輸出相電壓波形，輸出相電壓換相點清晰，能確?？刂破骶_檢測三相輸出電壓的換相點，再計算發電機的當前轉速。

發電機轉速較低時，整流電壓波形如圖10 b）所示，發電機雙繞組并聯時，整流輸出電壓約為150 V，切換后串聯輸出電壓約為300 V，切換前、后的輸出電壓基本呈倍數關系。圖10 c）為切換前、后的電流波形，并聯時輸出電流約為1.5 A，切換后輸出電流約為3.0 A，切換前、后電流基本保持倍數關系。切換前、后沒有電壓及電流間斷情況，能滿足預期設計目標。

發電機轉速較高時，整流電壓波形如圖11 b）所示，發電機雙繞組并聯時，整流輸出電壓約為210 V，切換后的串聯輸出電壓約為420 V，切換前、后的輸出電壓基本呈倍數關系。圖11c）為切換前、后的電流波形，并聯時輸出電流約為47 A，切換后輸出電流約為90 A，切換前、后電流基本保持倍數關系。采用額定輸出功率時，切換前、后沒有電壓及電流斷續情況，也能滿足預期設計目標。

發電機轉速翻倍時，整流后的輸出電壓沒有成倍數關系變化，原因是輸出負載不同，符合發電機及整流基本規律。在不同轉速、不同負載等工況下，設計的雙繞組切換控制系統能實現電壓的串、并聯切換，滿足大功率工況運行，符合預期設計要求。

4結束語

分析雙繞組取力發電機結構，設計基于晶閘管的雙繞組串、并聯換接系統的主電路，分析并通過仿真試驗驗證切換電路的可行性；設計串、并聯切換系統的控制方案，分析構建自然換相點檢測電路和脈沖變壓器驅動電路等核心控制電路；測試設計的控制系統及切換電路，驗證設計的正確性，通過現場試驗測試說明設計系統在大功率工況運行的可靠性。本文設計的整流系統電路結構簡單，調試方便，工程應用價值較好。

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Design of series-parallel switched rectifier topology for

dual-wound generator

Abstract：To address the issue of large voltage fluctuations in the power take-off generator due to the wide speed range of the vehicle engine under different operating conditions， a dual-wound generator winding structure and dual-wound series-parallel switching circuit are designed and simulated for verification. The results indicate that both series and parallel ideal output voltages meet the design requirements. A design plan is created for the thyristor assembly， natural commutation point detection circuit， and pulse transformer drive circuit. Prototypes are manufactured and tested in both laboratory and field settings. When the generator operates at low speeds， the voltage is low， so serial rectification is utilized to increase the output voltage. At higher speeds， parallel rectification is employed to decrease the output voltage， ensuring that the rectified voltage meets the input voltage range required by the subsequent inverter. Laboratory tests demonstrate that the designed system achieves dual-wound series-parallel switching with no interruptions in voltage or current， meeting the basic design goals. Field tests show that the dual-wound switching control system performs voltage series-parallel switching under various conditions， meeting the expected requirements for operation under high-power 40 kW conditions.

Keywords：power take-off generator; dual-wound generator; series-parallel switching; thyristor control