面向新型電力系統(tǒng)的模塊化多電平換流器控制策略研究

馮忠奎，杜晨陽，高 瑜，于 洋，呂東飛

（1.國網(wǎng)山東省電力公司淄博供電公司，山東 淄博 255000；2.山東理工大學(xué)電氣與電子工程學(xué)院，山東 淄博 255000）

0 引言

光能、風(fēng)能等新能源發(fā)電的發(fā)電效率常受制于自然因素的變化，導(dǎo)致新能源并網(wǎng)具有不穩(wěn)定性，而這無疑對電力系統(tǒng)的穩(wěn)定性產(chǎn)生不利影響。儲能系統(tǒng)可以儲存和輸出電能，可在一定程度上提高電能質(zhì)量和電力系統(tǒng)穩(wěn)定性，故新能源并網(wǎng)離不開儲能系統(tǒng)和電力電子器件。目前大部分儲能系統(tǒng)都是由儲能單元與儲能變流器組成，它們之間通過串聯(lián)、并聯(lián)進行連接，如果一個儲能單元損壞，可能會導(dǎo)致整個儲能系統(tǒng)的故障甚至引發(fā)嚴(yán)重事故，而在模塊化多電平變換器（modular multilevel converter，MMC）中，所有的子模塊都是通過級聯(lián)的方式連接在一起，這種連接方式能增強儲能系統(tǒng)運行的穩(wěn)定性與可靠性。MMC 結(jié)構(gòu)特殊，其子模塊之間是通過級聯(lián)結(jié)構(gòu)聯(lián)系起來的，這不但能提高儲能系統(tǒng)運行的穩(wěn)定性與可靠性，還能使其具有良好的交流故障穿越能力［1］。相比于傳統(tǒng)儲能系統(tǒng)，由儲能單元和模塊化多電平變換器組成的儲能MMC 的優(yōu)勢主要體現(xiàn)在與交直流電網(wǎng)進行能量傳遞時，其在很大程度上提高了交直流電網(wǎng)的可靠性。為實現(xiàn)儲能功能，在原有MMC 的子模塊直流側(cè)增加蓄電池，最終得到的儲能型MMC 可以廣泛地應(yīng)用于柔性直流輸電相關(guān)設(shè)備中［2］。

對于儲能型模塊化多電平換流器而言，綜合控制主要包括：調(diào)制策略、儲能型MMC 的控制以及Boost 模式下的雙向DC/DC 變換器的控制，其中調(diào)制策略是研究的重點［3-4］。目前調(diào)制策略主要采用載波移相調(diào)制策略，但是此方法需要利用控制外環(huán)來對電路系統(tǒng)穩(wěn)定性進行控制，容易出現(xiàn)不穩(wěn)定的現(xiàn)象［5-6］。吉宇［7］、彭也倫［8］等學(xué)者開始對定頻積分逼近調(diào)制方式和定頻電流滯環(huán)調(diào)制方式進行深入研究，但是這兩種調(diào)制方式操作比較復(fù)雜。文獻［9］提出一種將儲能單元的輸入輸出端分別連接在子模塊電容的輸入輸出端的荷電狀態(tài)（state of charge，SOC）平衡控制策略，雖然控制策略比較簡易，但此連接方式會在系統(tǒng)中產(chǎn)生二次低頻諧波，極大地降低了儲能單元的使用時間。文獻［10］提出在使用已有調(diào)制策略的基礎(chǔ)上加入SOC 均衡控制策略來保證同一橋臂的子模塊SOC 保持在該相平均值附近，提高了輸出波形的穩(wěn)定性。文獻［11］提出環(huán)流抑制策略，該策略有效降低了低頻交流脈動分量及公共直流的輸入輸出端的功率波動，有利于提高MMC 系統(tǒng)的穩(wěn)定性以及可靠性。文獻［12］和文獻［13］通過控制環(huán)流和功率，最終實現(xiàn)相間和橋臂二者之間以及子模塊功率、相間、橋臂三者之間的SOC 均衡。

文中通過最近電平逼近調(diào)制與脈寬調(diào)制相結(jié)合的調(diào)制策略對儲能型MMC 進行控制，在保證理想波形的同時降低了開關(guān)損耗，利用MATLAB/Simulink 平臺搭建儲能型模塊化多電平換流器的電路模型并進行仿真計算，仿真結(jié)果表明該控制策略合理、有效。

1 儲能型MMC的基本原理

1.1 拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

儲能型MMC 的主電路、帶儲能單元的半橋子模塊以及雙向DC/DC 變換器工作于Boost 模式時儲能單元的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖1 所示，MMC 的A 相、B 相和C相組成三個相單元，如圖1（c）所示。在每個相單元中，都含有上、下兩個橋臂，所以研究的儲能型MMC共含有6 個橋臂，這6 個橋臂結(jié)構(gòu)相同，由N個儲能子模塊（energy storage sub-module，ESSM）組成，子模塊之間的連接方式為串聯(lián)級聯(lián)。如圖1（c）所示，Udc為額定直流電壓，Upa、Una、Upb、Unb、Upc、Unc為橋臂的輸出電壓，Uc為子模塊電容兩端的電壓，idc為直流側(cè)兩端的電流，iap、ian、ibp、ibn、icp、icn為橋臂電流，R為橋臂電阻，L為橋臂電感，C為子模塊電容，Lm為儲能單元電感，UE為儲能單元電壓［14］，USM為半橋子模塊中橋臂電壓。

圖1 儲能型MMC拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)Fig.1 Topology of MMC with energy storage

1.2 基本工作原理

儲能是指將電能、風(fēng)能、光能、熱能等能量通過物理或化學(xué)方式轉(zhuǎn)變?yōu)槠渌奖愦鎯Φ男问竭M行存儲，當(dāng)需要能量時，再將之前存儲的能量以熱能、電能或機械能等所需的能量形式輸出使用。隨著對儲能技術(shù)研究的持續(xù)深入，電化學(xué)儲能技術(shù)日趨成熟，逐漸成為整體性能最好、應(yīng)用最廣泛的儲能技術(shù)，即電池儲能（battery energy storage，BES）。電池儲能在能量密度、供電時間和穩(wěn)定性等層面具有優(yōu)勢，其憑借著高能量密度、良好的循環(huán)壽命、較高的效率等優(yōu)點在各種領(lǐng)域投入運用，成為儲能技術(shù)現(xiàn)階段很重要的方式［15］。

儲能型MMC 借助雙向DC/DC 變換器實現(xiàn)蓄電池與MMC 的連接，將MMC 子模塊直流側(cè)的輸入輸出端與蓄電池直接相連，結(jié)構(gòu)簡單，操控便捷；由于通過串并聯(lián)進行連接的開關(guān)器件會因為連接方式產(chǎn)生均壓、均流等問題，因此模塊化多電平換流器中的開關(guān)管通過級聯(lián)的方式進行連接；由于MMC 的結(jié)構(gòu)為多電平結(jié)構(gòu)，濾波電容、濾波電感數(shù)量較少［16］；如果使用雙向DC/DC 變換器，可在儲能單元和子模塊電容之間實現(xiàn)解耦，這不但可以增加儲能單元的工作時長，還能增強系統(tǒng)的可靠性，也可通過控制雙向DC/DC 變換器中的絕緣柵雙極晶體管（insulate gate bipolar transistor，IGBT）開關(guān)器件控制儲能元件的充放電狀態(tài)。當(dāng)子模塊或子模塊中的蓄電池發(fā)生故障時，操作人員通過控制雙向DC/DC 變換器中開關(guān)器件，將發(fā)生故障的子模塊切除，防止系統(tǒng)因子模塊故障出現(xiàn)一系列運行不穩(wěn)定問題。

2 儲能型MMC基本控制策略

儲能型模塊化多電平換流器綜合控制主要包括：調(diào)制策略、儲能型MMC 的控制以及Boost 模式下的雙向DC/DC 變換器控制。而儲能型MMC 的控制又包括電壓電流雙閉環(huán)控制和均壓控制，以及Boost模式下對雙向DC/DC 變換器的控制［17］。文中對儲能型模塊化多電平換流器的整體控制策略如圖2所示。

圖2 儲能型模塊化多電平換流器整體控制Fig.2 Overall control of modular multilevel converter with energy storage

圖2 中，Uoref為交流電壓參考值，Uo為交流電壓，Us為子模塊輸出電壓，iL為電感電流，iLref為電感電流參考值，g為輸出信號，PWM 為脈寬調(diào)制，P*為有功功率，Q*為無功功率，Ud和Uq為經(jīng)dq變化的三相交流電壓，id*和iq*為以dq軸為基礎(chǔ)的正序電流參考值；id和iq分別為正序電流在d軸和q軸上的分量，idmax、idmin分別為正序電流在d軸上的最大值和最小值，iqmax、iqmin分別為正序電流在q軸上的最大值和最小值，Usd和Usq為交流電網(wǎng)電壓前饋項，ω為基波角頻率，ed和eq為電流控制器輸出變量，NLM 為最近電平逼近調(diào)制，Upj和Unj為均壓控制輸出變量，同時也是PWM 及NLM 的輸入變量，g為調(diào)制后的輸出信號。

2.1 調(diào)制策略

儲能型MMC 主要由兩個部分組成，分別是模塊化多電平換流器和雙向DC/DC 變換器。調(diào)制策略是指在系統(tǒng)仿真時，將調(diào)制波轉(zhuǎn)化為數(shù)字驅(qū)動信號，驅(qū)動信號作為輸入信號傳遞到變換器電力電子器件的輸入端，從而對儲能單元的充、放電及MMC 的輸出起控制作用，最終獲得系統(tǒng)需要的電流波形與電壓波形。調(diào)制策略的選擇不僅影響整個系統(tǒng)的輸出，還對系統(tǒng)的穩(wěn)定性產(chǎn)生一定影響，當(dāng)前應(yīng)用最廣泛的調(diào)制策略主要有階梯波調(diào)制策略和脈寬調(diào)制策略等［18］。

階梯波調(diào)制策略包括特定諧波消除階梯波調(diào)制和最近電平逼近調(diào)制。特定次諧波消去階梯波調(diào)制（selected harmonic elimination pulse width modulation，SHE-PWM）是通過控制IGBT 等開關(guān)器件地占空比來消除對應(yīng)的諧波分量，使系統(tǒng)能夠穩(wěn)定地輸出控制諧波。這種調(diào)制方法能夠降低IGBT 等開關(guān)器件的開關(guān)頻率，使系統(tǒng)的損耗降低，但是該方法利用非線性超越方程計算開關(guān)點所產(chǎn)生的開關(guān)驅(qū)動信號，方法比較復(fù)雜，一般不采用此種方法；最近電平逼近調(diào)制的方法比較簡單容易實現(xiàn)，通過以正弦電壓為參考，使子模塊輸出的電壓逼近正弦電壓。但當(dāng)子模塊數(shù)量較少時，采用這種方法也不能輸出質(zhì)量高的波形，不能實現(xiàn)系統(tǒng)的穩(wěn)定運行。

脈寬調(diào)制策略包括載波移相調(diào)制和空間矢量脈寬調(diào)制。對于模塊化多電平換流器來說，載波移相調(diào)制是一種較為理想的調(diào)制方法，它是指將MMC 對應(yīng)輸出的調(diào)制波分別依次相差固定的相位角，再和正弦波相比，從而能夠得到與模塊化多電平換流器對應(yīng)的驅(qū)動信號，這些信號控制IGBT 等開關(guān)器件，每個子模塊電壓相加得到直流側(cè)電壓。由于三相橋臂內(nèi)的各個子模塊的投切比例近似一致，因此在運行時利用其對稱性可以自動實現(xiàn)子模塊的平衡。但是實際使用過程中，MMC 經(jīng)常處于不對稱運行的情況，若采用這種調(diào)制策略需要給每個橋臂的所有子模塊輸出的調(diào)制波中添加控制來實現(xiàn)平衡。這不僅使整個系統(tǒng)復(fù)雜化，也會增加成本；空間矢量脈寬調(diào)制（space vector pulse width modulation，SVPWM）指的是依據(jù)電壓矢量通過空間矢量的旋轉(zhuǎn)，從而實現(xiàn)輸出電壓的波形，根據(jù)空間矢量圖的位置來確定IGBT等開關(guān)器件的開通、關(guān)斷及IGBT 等開關(guān)器件的導(dǎo)通時間。這種調(diào)制策略通常用于兩電平以及三電平逆變器或者整流器中，空間矢量脈寬調(diào)制可使IGBT 等開關(guān)器件的開關(guān)頻率降低，能夠提高電壓利用率，能夠維持電壓的穩(wěn)定。若只采用載波移相調(diào)制策略，當(dāng)MMC 中子模塊電容出現(xiàn)電壓失衡的現(xiàn)象時，采用這一種辦法會影響系統(tǒng)的穩(wěn)定性。

所研究儲能型MMC 中每個橋臂僅含有4 個子模塊，故采用脈寬調(diào)制和最近電平逼近調(diào)制兩種方式一起對系統(tǒng)實現(xiàn)調(diào)制的調(diào)制方式，在得到理想波形的同時，把開關(guān)器件的損耗降到了最低。

2.2 電壓電流雙閉環(huán)控制

1）電流內(nèi)環(huán)控制器的設(shè)計。

電流內(nèi)環(huán)控制器是通過對MMC 兩端的輸出電壓進行調(diào)整的方式，使上下橋臂電流和其參考值相符。考慮d軸與q軸會產(chǎn)生耦合現(xiàn)象，因此需要在引入交流電網(wǎng)電壓前饋項Usd、Usq以及電壓耦合補償項ωLid、ωLiq后，利用比例積分對系統(tǒng)進行控制，最終獲得變量即為電流控制器的輸入變量。電流內(nèi)環(huán)控制的原理如圖3 所示。

圖3 電流內(nèi)環(huán)控制方式Fig.3 Current inner loop control mode

2）外環(huán)控制器的設(shè)計。

外環(huán)控制器的主要動作依據(jù)包括模塊化多電平換流器中無功功率和有功功率的變化情況以及直流電壓的實際計算變化情況等，對已有數(shù)據(jù)進行數(shù)學(xué)運算和推導(dǎo)，直至最后得到內(nèi)環(huán)電流的參考值。當(dāng)電路中電流值超出了電力電子器件的容量，那么儲能型模塊化多電平換流器中的電力電子器件將遭到損壞。為防止儲能型MMC 的電流過載，將負(fù)序電流的參考值設(shè)定為0。為防止橋臂電流超過電力電子器件的容量而損壞電路，一般采用電壓外環(huán)控制與功率控制中的無功功率控制，也可將有功功率和無功功率的控制結(jié)合起來使用。

2.3 均壓控制

均壓控制可以更好地均分儲能型模塊化多電平換流器橋臂中的功率，橋臂中4 個子模塊投切比例不同會影響子模塊電容的充電、放電時間［19］。對均壓控制采用電壓排序的方法，電壓排序控制采用的策略如下。

1）首先根據(jù)已獲得的電容電壓值，對每個橋臂內(nèi)4 個子模塊排序。

2）通過橋臂的電流方向，推導(dǎo)出子模塊電容的狀態(tài)。

3）當(dāng)MMC 子模塊處于電容的充電階段時，將各個子模塊參照電容電壓的大小進行排序，然后以由低到高的次序投入；當(dāng)MMC 子模塊處于電容的放電階段時，將各個子模塊參照電容電壓的大小進行排序，然后以由高到低的次序投入。

2.4 雙向DC/DC控制

雙向DC/DC 變換器作為連接儲能單元與子模塊的控制器件，對其實現(xiàn)良好的控制［20］，能夠直接控制儲能單元的充、放電。

1）電流環(huán)比例積分（proportion-integral，PI）參數(shù)的設(shè)計。

為簡化分析，將電流環(huán)設(shè)計成比例調(diào)節(jié)器，得PWM 發(fā)生器的傳遞函數(shù)KMOD為

式中：A為鋸齒波峰值。設(shè)雙向DC/DC 控制器的輸出電壓Uo的大小和交流側(cè)電感L的大小滿足：

忽略電流環(huán)采樣的一階慣性環(huán)節(jié)及PWM 控制的小慣性環(huán)節(jié)，則電流環(huán)閉環(huán)傳遞函數(shù)Wt_colse為

式中：τ=Pk/A，其中P為電流環(huán)比例環(huán)節(jié)的比例系數(shù)，k為電流環(huán)頻寬調(diào)節(jié)系數(shù)，為了方便運算分析取P=A。

2）電壓環(huán)PI 參數(shù)的計算。

忽略慣性環(huán)節(jié)，將電壓環(huán)設(shè)計成PI 環(huán)節(jié)，并將最終輸出值與輸出參考值設(shè)計一個負(fù)反饋環(huán)節(jié)。此外，將電壓開環(huán)設(shè)計成典型I 型系統(tǒng)，且取開環(huán)增益K與時間常數(shù)T的乘積KT=0.5，則求得PI 參數(shù)為

式中：Kp為比例系數(shù)；KI為積分系數(shù)。

根據(jù)以上設(shè)定，Boost 型雙向DC/DC 的控制結(jié)構(gòu)如圖4 所示。

圖4 Boost型雙向DC/DC控制結(jié)構(gòu)Fig.4 Boost bidirectional DC/DC control structure

3 仿真驗證

3.1 仿真模型的建立

在分析儲能單元及儲能型MMC 的工作原理之后，利用MATLAB 軟件中的Simulink 仿真模塊搭建儲能型MMC 電路模型，如圖5 所示，以檢驗所研究控制策略的合理性與有效性。以工作于Boost 模式的雙向DC/DC 變換器為例進行模擬仿真，直流電壓源向子模塊輸送能量，子模塊通過模塊化多電平換流器與電力系統(tǒng)進行功率輸送。

圖5 儲能型MMC仿真系統(tǒng)主電路Fig.5 Main circuit of MMC with energy storage simulation system

由儲能型模塊化多電平換流器的對稱性可知，6 個橋臂的主電路一致。以A 相上橋臂電路圖為例，A 相上橋臂是由4 個帶儲能的半橋子模塊級聯(lián)而成的，所以A 相上橋臂電壓是根據(jù)4 個子模塊的投切決定的，而子模塊輸出的電壓通過雙向DC/DC變換器進行控制。儲能單元中采用150 V 直流電壓源代替蓄電池對儲能型模塊化多電平換流器進行仿真驗證。仿真實驗采用的參數(shù)設(shè)置如表1所示。

表1 儲能型MMC仿真系統(tǒng)的主電路參數(shù)Table 1 Main circuit parameters of MMC with energy storage simulation system

儲能型模塊化多電平換流器的控制部分包括：調(diào)制電路、電壓電流雙閉環(huán)控制、均壓控制、以Boost型為例的雙向DC/DC 變換器控制。

調(diào)制電路是通過將橋臂電壓與給定的200 V 電壓進行比較，從而確定橋臂中投切的子模塊個數(shù)；電壓電流雙閉環(huán)控制是以給定的參考值為基礎(chǔ)，使實際值跟隨參考值，防止發(fā)生由于電流導(dǎo)致電路損壞的現(xiàn)象［21］；均壓控制采用電壓排序的方法，使橋臂中4 個子模塊在投切后功率均分，確保系統(tǒng)的可靠性和穩(wěn)定性；雙向DC/DC 變換器的控制（以Boost 型為例）通過SPWM 調(diào)制，控制IGBT 開關(guān)管的開斷，從而控制子模塊輸出電壓［22］。

3.2 仿真結(jié)果分析

對儲能單元進行SPWM 調(diào)制控制，從而控制雙向DC/DC 變換器中IGBT 的開斷，進而控制儲能單元的充、放電。儲能單元中流經(jīng)電感的電流波形如圖6 所示，流經(jīng)電感的電流隨著儲能單元放、充電的增加而減小。

圖6 儲能單元流經(jīng)電感的電流波形Fig.6 Current waveform of the energy storage unit flowing through the inductor

此外，仿真得到的6 個橋臂對應(yīng)的電容電壓波形如圖7 所示，儲能型MMC 的子模塊電容電壓隨著儲能單元充、放電變化在200 V 波動，均壓控制通過將子模塊的電容電壓按次序進行排列，以保證各個子模塊的投切概率相同，從而實現(xiàn)子模塊電容電壓的動態(tài)平衡，降低輸出電容電壓的波動程度。

圖7 6個橋臂對應(yīng)的電容電壓波形Fig.7 Capacitor voltage waveforms with 6 bridge arms

仿真輸出波形如圖8 所示，由圖8（a）與上文可知，流經(jīng)電感的電流與電容電壓都實現(xiàn)了穩(wěn)定的輸出，驗證了控制策略的有效性。

圖8 穩(wěn)態(tài)電流波形仿真結(jié)果Fig.8 Simulation results of steady-state current waveform

由于模型中電壓電流采用了雙閉環(huán)控制方式，使實際電流值跟蹤參考值，以防出現(xiàn)過電流的現(xiàn)象損壞電路，儲能型模塊化多電平換流器的調(diào)制策略通過將調(diào)制波轉(zhuǎn)換為數(shù)學(xué)信號來控制系統(tǒng)中開關(guān)器件的開斷，進而實現(xiàn)系統(tǒng)的穩(wěn)定運行。橋臂的電流波形如圖8（b）、圖8（c）所示，每一相電流和6 個橋臂的電流的波形都近似于正弦波，可見儲能型MMC 能夠穩(wěn)定運行，驗證了控制策略的有效性。

4 結(jié)束語

為提高能源利用率，解決電網(wǎng)老化，減少電力損耗等問題，“智能電網(wǎng)”這一概念被提出，而儲能系統(tǒng)憑借著其能將發(fā)電與用電在時間和空間上解耦的特點成為“智能電網(wǎng)”中的關(guān)鍵技術(shù)。

儲能系統(tǒng)分為儲能單元與儲能功率轉(zhuǎn)換系統(tǒng)，文中選擇模塊化多電平換流器作為其儲能功率轉(zhuǎn)換系統(tǒng)，采用最近電平逼近調(diào)制與脈寬調(diào)制方式一起對系統(tǒng)實現(xiàn)調(diào)制的策略，在保證理想波形的同時增加了開關(guān)器件的工作時長。對儲能型MMC 采用均壓控制、電壓電流雙閉環(huán)控制、Boost 模式下雙向DC/DC 變換器共3 種控制方式。使用MATLAB/Simulink 建立儲能型MMC 的電路模型進行仿真，仿真結(jié)果表明所提控制策略合理、有效。