面向新型電力系統的雙有源橋變換器及其混合調制研究

張藝明，謝榮煥，陳孝鶯

(福州大學電氣工程與自動化學院，福建 福州 350108)

0 引言

為響應節能減排號召，實現碳達峰、碳中和，我國提出要構建以新能源為主體的新型電力系統[1-3]。新型電力系統以高比例的可再生能源并網為主，通過電力電子裝置大量代替傳統的同步發電機[4-6]。雙向直流變換器作為電力電子裝置中的重要組成部分，其作用是控制不同直流母線之間的功率平衡，從而被廣泛地用作直流變壓器[7-9]。由于雙有源橋變換器具有高效、控制方便和可實現軟開關等優點，常被作為直流變壓器[10-11]。

為了提高功率，直流變壓器通常會使用模塊化結構。例如在輸入高壓、輸出大電流的應用場合中，直流變壓器會采用輸入串聯、輸出并聯的結構[12-13]。由于直流變壓器電壓波動范圍小，同時為了控制方便，單移相控制策略常被用于控制變換器的功率傳遞[14-15]。雖然在單移相控制策略下雙有源橋變換器能獲得較高的性能，但是在重載的時候，變換器移相角度增大，同時環流增大，導致電流有效值增大，降低了變換器效率。為了解決這個問題，許多文章提出了多移相控制策略來減小變換器重載電流有效值[16-21]。但是一些直流變壓器應用的基本構成模塊是半橋型雙有源橋變換器，控制自由度有限，多移相控制策略無法應用。

本文面向新型電力系統，以高效功率變換和靈活控制為目標，提出基于可調制耦合電感的組合式雙有源橋變換器及其混合調制策略。通過采用可調制耦合電感，變換器只需在穩態運行時調制脈寬調制(pulse-width modulation，PWM)信號，即可實現等效漏感的控制，且無需額外的輔助電路。同時，變換器通過采用混合調制策略以實現在不同運行工況下等效漏感的控制。當變換器運行在輕載時，可調制耦合電感控制為較大等效感值；而在重載工況下，則控制為較小等效感值。由此，變換器的電流有效值可以減小，從而提高功率變換的效率。

1 變換器運行機理分析

1.1 變換器拓撲結構

本文所提變換器拓撲如圖1所示，變換器將兩個雙有源橋變換器的漏感進行耦合，從而組成可調制耦合電感。同時，所提出變換器還考慮了變壓器勵磁電感，通過注入勵磁電流輔助所有開關管實現零電壓開通(zero-voltage switching，ZVS)。

圖1 基于可調制耦合電感的組合式雙有源橋變換器

1.2 可調制耦合電感運行機理分析

對于圖1所示變換器中的可調制耦合電感，數學模型根據電路理論可以表示為：

(1)

式中：La、Lb和M分別為可調制耦合電感兩個繞組的自感與互感。式(1)化簡后可以得到：

(2)

式中：kc定義為可調制耦合電感的耦合系數。

(3)

當可調制耦合電感的兩個繞組電壓之間的相位為0°時，即vLa=vLb。在實際應用中，為了使變換器的兩個半橋雙有源橋變換器模塊功率均衡，兩個變換器模塊的電路參數通常設計成一致的。所以可調制耦合電感的兩個繞組的自感相等(Lk=La=Lb)。因此，式(2)可以化簡為：

(4)

根據式(4)，當可調制耦合電感兩個繞組電壓相位一致時，可調制耦合電感的等效漏感為：

Leq0=(1+kc)Lk

(5)

當可調制耦合電感的兩個繞組電壓之間的相位為180°時，即vLa= -vLb，此時式(2)化簡為：

(6)

根據式(6)可知，當可調制耦合電感的兩個繞組電壓之間的相位為180°時，其等效漏感為：

Leq180=(1-kc)Lk

(7)

根據以上分析，通過調制變換器的PWM信號，控制可調制耦合電感兩個繞組電壓之間的相位，即可控制可調制耦合電感的等效電感。當相位為0°時，等效電感為(1+kc)Lk；當相位為180°時，等效電感為(1-kc)Lk。

1.3 變換器運行模式分析

本文所提變換器采用單移相控制，并且具有兩種工作模式。當電路工作在模式一時，可調制耦合電感的兩個繞組電壓之間的相位為0°(φab=0°)，等效電感為Leq0。圖2所示為變換器在模式一時的運行波形圖，當變換器工作在模式一時，開關器件S1a與S1b同時開通；S2a與S2b同時開通；S3a與S3b同時開通；S4a與S4b同時開通。兩個半橋雙有源橋變換器模塊的原副邊相位差控制成一致，并且定義為φ。當電路工作在模式二時，可調制耦合電感的兩個繞組電壓之間的相位為180°(φab=180°)，等效電感為Leq180。圖3為變換器在模式二時的運行波形圖，當變換器工作在模式二時，開關器件S1a與S2b同時開通；S2a與S1b同時開通；S3a與S4b同時開通；S4a與S3b同時開通。

圖2 變換器運行在模式一時的波形示意圖

圖3 變換器運行在模式二時的波形示意圖

1.4 變換器功率傳遞特性分析

由于變換器采用單移相控制，所以當變換器工作在模式一時，其傳輸的功率可以計算為：

(8)

為了對功率表達式進行標幺化，將基準值設置在變換器傳遞的最大功率點，即當移相角φ為0.25和原副邊電壓匹配時，基準值的表達式表示為：

(9)

因此可以得到變換器運行在模式一時的標幺化功率表達式為：

(10)

式中：G為原副邊的電壓比。可表示為：

(11)

當變換器工作在模式二時，根據相同的計算方法可以得到傳輸的功率，可表示為：

(12)

標幺化功率表達式可表示為：

(13)

由于可調制耦合電感的耦合系數范圍在0到1之間，通過對比公式(10)和(13)，可知變換器在相同的移相角度下，模式二所傳遞的功率是模式一的(1+kc)/(1-kc)倍。

2 混合調制最小電流復合控制律

根據上述分析，所提變換器可以根據兩個雙有源橋變換器模塊的運行相位工作在兩種模式。當運行相位為0°時，變換器運行在模式一；當運行相位為180°時，變換器運行在模式二。由于變換器在兩個工作模式下可調制耦合電感的等效電感不一樣，因此在兩種運行模式下的電流有效值也不一樣。通過計算可以得到變換器在模式一的電流有效值標幺化后的表達式為：

(14)

使用同樣的方法可以計算變換器在模式二的電流有效值標幺化后的表達式為：

(15)

根據式(14)和式(15)可以繪制出變換器在不同運行模式和不同耦合系數下的電流曲面圖，如圖4所示。當變換器兩端電壓比為1，即G= 1時，變換器運行在模式二時的電流有效值在全功率范圍內恒小于運行在模式一時的電流有效值。但是，當變換器兩端的電壓不匹配時，即G≠1時，輕載時模式一的電流有效值小于模式二的電流有效值；而在重載時模式二的電流有效值小于模式一的電流有效值。變換器在輕載時適合運行在模式一，而在重載時適合運行在模式二。因此，為了優化電流有效值，提出了最小電流復合控制律使得變換器在輕載時運行在模式一，而在重載時運行在模式二，如圖5所示。

(a)kc=0.5

(b)kc=0.7

(a)三維邊界曲線

(b)變換器最小電流運行區域

如圖5(a)所示，以變換器在耦合系數為0.5時的運行情況為例，最小電流復合控制律為兩個運行模式下電流曲面的交線解析式。根據圖5(a)可以得到變換器最小電流的運行區域。如圖5(b)所示，m曲線和n曲線為變換器最小電流復合控制律。由于m曲線和n曲線解析式過于復雜，因此可以通過數值擬合的方式得到m曲線和n曲線的表達式，見表1。

為了實現對電流有效值的優化，變換器需要根據最小電流復合控制律來切換調制策略，變換器控制框圖如圖6所示。變換器基于最小電流復合控制律，并根據當前的輸入電壓Vin、輸出電壓Vo、移相角φ和兩個模塊間相位φab來實時地計算下一時刻兩個雙有源橋模塊的運行相位φab。然后變換器的PWM信號可以根據φab進行調制。同時，為了兩個雙有源橋變換器模塊能夠實現功率平衡，還增加了兩個模塊的均壓閉環控制。

表1 不同耦合系數下變換器最小電流復合控制律

圖6 變換器控制框圖

3 試驗驗證

為驗證所提出變換器性能，搭建一臺2 000 W的試驗樣機來驗證其可行性。同時所提方案還與傳統未采用可調制耦合電感的組合式雙有源橋變換器進行對比，兩個方案的參數見表2。

表2 試驗樣機參數

如表2所示，兩個方案參數的主要區別在于耦合電感參數和勵磁電感參數。傳統方案兩個變換器的漏感由于不進行耦合，因此耦合系數和互感為0。同時，為了實現全范圍ZVS，所提方案的變壓器勵磁電感通過增加氣隙來減小勵磁電感值；而傳統方案的變壓器勵磁電感沒有進行額外的設計，因此勵磁電感值較大，遠大于所提方案的勵磁電感值。變換器試驗樣機如圖7所示。

圖7 變換器試驗樣機

圖8為所提變換器在穩態運行時的波形，其中ipa和isa分別為變換器模塊A原副邊的電流，ipb和isb分別為變換器模塊B原副邊的電流。由圖可知，變換器的兩個模塊皆可穩定運行。

(a)模塊A

圖9所示為變換器在輕載時的ZVS波形。由于模塊A和模塊B的工作特性一致，因此只觀察模塊A的ZVS波形，模塊A在輕載工況下原副邊開關管皆可實現ZVS。由于雙有源橋變換器運行在重載工況比輕載工況時更容易實現ZVS，因此可以認為該變換器可以實現全負載范圍的ZVS。

(a)原邊開關管在輕載時

(b)副邊開關管在輕載時

圖10為所提變換器與傳統方案在不同輸出電壓的效率對比。所提方案對比傳統方案，在效率上整體有所提升，特別在輕載和重載時有較大提升。

(a)Vo=380 V

(b)Vo=400 V

(c)Vo=420 V

4 結語

為了減小直流變壓器的電流有效值并提升控制的靈活性，本文提出一種基于可調制耦合電感的組合式雙有源橋變換器。通過采用混合調制策略，變換器可以在不同的運行工況下調制變換器的PWM信號，使得可調制耦合電感的等效感值可以實時控制，從而減小變換器在穩態時的電流有效值。試驗結果表明，所提方案在輕載和重載工況下的效率比傳統方案有較大的提升。