一種低電壓應(yīng)力和電感電流紋波的準Z源逆變器調(diào)制策略

易文靜，羅超逵，羅朝旭，程諄

(1．湖南工業(yè)大學(xué)電氣與信息工程學(xué)院，湖南 株洲 412007；2.貴州電網(wǎng)有限責任公司凱里供電局，貴州 凱里 556099；3.湖南鐵道職業(yè)技術(shù)學(xué)院，湖南 株洲 412001)

0 引言

傳統(tǒng)電壓源逆變器為降壓型變換器，在輸入電壓較低或?qū)捵兓秶膱龊舷?，需要在前級加升壓變換器，這種兩級功率變換器通常會導(dǎo)致系統(tǒng)結(jié)構(gòu)更復(fù)雜、成本更高且效率變低[1-4]。Z源逆變器可以克服上述不足，與傳統(tǒng)的電壓源相比，Z源逆變器通過在輸入端和逆變橋中加入Z源阻抗網(wǎng)絡(luò)，實現(xiàn)單級升降壓逆變器功能，使得系統(tǒng)結(jié)構(gòu)簡單且成本更低[5-6]。但Z源逆變器仍存在輸入電流不連續(xù)、功率器件電壓應(yīng)力高，以及輸入電源與負載之間沒有公共接地等缺點[7-8]。因此，在Z源逆變器基礎(chǔ)上提出了兩種準Z源逆變器，這兩種準Z源逆變器都有著公共接地的優(yōu)點，區(qū)別在于是否有連續(xù)的輸入電流[9-10]。

盡管輸入電流連續(xù)的準Z源逆變器有很多優(yōu)勢，但其功率器件和準Z源網(wǎng)絡(luò)中電容的電壓應(yīng)力仍然很高，同時準Z源網(wǎng)絡(luò)電感電流紋波較高。很多研究通過在準Z源逆變器選用高速開關(guān)器件來降低電感電流紋波，例如SiC-MOSFET、GaN-HENT和SJ-MOSFET[11-13]。然而，這種方法必須在增加器件開關(guān)損耗和降低電感電流紋波之間進行權(quán)衡。此外，這種方法的有效性很大程度上取決于電路結(jié)構(gòu)[14]和器件的開關(guān)性能[15]。同時，改變調(diào)制策略減少電感器電流紋波也十分有效，并且不受電路結(jié)構(gòu)和器件的開關(guān)性能的約束。正弦脈沖寬度調(diào)制(sinusoidal pulse width modulation，SPWM)[16]策略和空間矢量脈沖寬度調(diào)制(space vector pulse width modulation，SVPWM)[17]策略是三相準Z源逆變器實現(xiàn)上下橋臂直通最常用的兩大類調(diào)制策略。SPWM策略中最常見的有簡單升壓調(diào)制(simple boost control，SBC)[18]策略、最大升壓調(diào)制(maximum boost control，MBC)[19]策略和最大恒定升壓調(diào)制(constant boost control，CBC)[20]策略。簡單升壓調(diào)制策略作為最常用的調(diào)制策略實現(xiàn)簡單，計算量小，但存在高電感電流紋波和功率器件承受電壓應(yīng)力高的缺陷；為了降低SBC策略中的高電壓應(yīng)力，MBC策略被提出，但這種方法給電感電流帶來了低頻脈動。而CBC策略在降低電感電流紋波的同時不引入低頻脈動，但較窄的調(diào)制度范圍使其仍有較高的開關(guān)電壓應(yīng)力。SVPWM策略與SPWM策略相比，增大了調(diào)制度的變化范圍，在一定程度上減少了功率器件的電壓應(yīng)力，但實現(xiàn)起來系統(tǒng)結(jié)構(gòu)更為復(fù)雜，計算量變大，系統(tǒng)運行時間明顯變長[21]。文獻[22]提出了一種優(yōu)化直通時間的SVPWM策略，在一定程度上降低了電感電流紋波，但是計算變得更加復(fù)雜，且并未優(yōu)化系統(tǒng)的電壓應(yīng)力。

本文基于簡單升壓控制提出一種注入均值信號的調(diào)制策略，均值信號為三相正弦調(diào)制波最大值和最小值的均值。通過將均值信號注入三相正弦調(diào)制波中從而得到新的調(diào)制波，再用新的調(diào)制波對準Z源逆變器進行控制完成升壓逆變的功能。與簡單升壓控制相比，新的調(diào)制策略在減小功率器件和電容電壓應(yīng)力的同時，有效降低電感電流紋波脈動，有著更優(yōu)良的綜合性能。

1 三相準Z源逆變器工作原理和簡 單升壓調(diào)制策略

三相準Z源逆變器拓撲如圖1所示，準Z源阻抗網(wǎng)絡(luò)由電感L1、L2、電容C1、C2和二極管D構(gòu)成。分析準Z源逆變器工作原理時準Z源阻抗網(wǎng)絡(luò)對稱，即L1=L2，C1=C2。準Z源逆變器在一個開關(guān)周期中有兩種工作模式，分別為直通模式和非直通模式。這兩種工作模式的等效電路分別如圖2(a)、(b)所示。

圖1 三相準Z源逆變器拓撲

(a)直通狀態(tài)

(b)非直通狀態(tài)

準Z源逆變器直通時，電感充電，電容放電，有：

vL1=VC2+Vin

(1)

vL2=VC1

(2)

處于非直通狀態(tài)時：

Vin=vL1+VC1

(3)

vL2=-VC2

(4)

綜合式(1)—(4)和電感電壓的伏秒平衡原理可得電容電壓VC、直流鏈峰值電壓Vpn分別為：

(5)

(6)

式中：T是一個開關(guān)周期的時間；T0為一個開關(guān)周期內(nèi)直通零矢量持續(xù)的時間；D0為直通占空比；B定義為升壓因子。式中直流側(cè)電壓僅表示電路工作在非直通狀態(tài)時的值。

準Z源逆變器的工作狀態(tài)不同于傳統(tǒng)電壓型逆變器的工作狀態(tài)，準Z源逆變器需要在傳統(tǒng)8個基本工作狀態(tài)中添加直通零矢量工作狀態(tài)，添加直通零矢量之后傳統(tǒng)的調(diào)制策略可適用于準Z源逆變器。簡單升壓調(diào)制策略是常用SPWM策略中最簡單的一種，參考信號和逆變橋開關(guān)信號如圖3所示。

圖3 一個周期的簡單升壓調(diào)制示意圖

為了更直觀地展示調(diào)制過程，載波比設(shè)置為10。定義調(diào)制因數(shù)m為三相正弦調(diào)制波峰值Vts與三角載波峰值Vtc之比，則m被限制在0≤m≤1。設(shè)簡單升壓控制下的三相正弦調(diào)制信號為：

(7)

(8)

簡單升壓控制下的升壓因子B、電壓增益G和輸出相電壓峰值vp分別為：

(9)

(10)

(11)

2 注入均值信號調(diào)制策略

本文提出的注入均值信號調(diào)制策略的實現(xiàn)不同于簡單升壓調(diào)制策略，不需要額外的參考信號，通過向三相正弦調(diào)制信號注入均值信號就能實現(xiàn)逆變橋的直通，同時獲得低電壓應(yīng)力和電感電流紋波的特性，圖4為控制示意圖。

圖4 一個周期的注入均值信號調(diào)制策略示意圖

(12)

則均值信號v0定義為：

(13)

(14)

對于提出的注入均值信號調(diào)制策略，直通占空比D0以π/6為周期變化，用t0(θ)表示直通零矢量總的時間，直通占空比在(0，π/6)內(nèi)可以表達為：

(15)

(16)

于是升壓因子B為：

(17)

直流鏈電壓Vpn可表示為：

(18)

電壓增益G可由下式計算得到：

(19)

則輸出相電壓峰值vp為：

(20)

圖5為簡單升壓控制和均值注入調(diào)制策略下電壓增益G和調(diào)制度m的關(guān)系示意圖。從圖可知，注入均值分量后，調(diào)制度的范圍更寬，同時在同一調(diào)制因數(shù)下，逆變器能獲得更大的電壓增益。

圖5 調(diào)制因數(shù)與電壓增益的關(guān)系

3 兩種調(diào)制策略比較分析

3.1 電壓應(yīng)力比較分析

簡單升壓控制和均值注入控制策略下的逆變橋功率器件電壓應(yīng)力Vs、電容電壓和電壓增益G的關(guān)系如下。

1)簡單升壓控制：

Vs=(2G-1)Vin

(21)

VC1=GVin

(22)

VC2=(G-1)Vin

(23)

2)均值注入調(diào)制策略：

(24)

(25)

(26)

故，在相同電壓增益G和輸入電壓Vin情況下，選取均值注入調(diào)制策略時，逆變橋開關(guān)器件的電壓應(yīng)力減少為：

(27)

與此同時，電容電壓減小了：

(28)

圖6和圖7分別是兩種調(diào)制策略下電壓增益G與升壓因子B和電容電壓系數(shù)VC/Vin的關(guān)系示意圖。由圖可知，在同一電壓增益G下，注入均值信號之后可使準Z源逆變器逆變橋功率器件和電容的電壓應(yīng)力均降低。

圖6 升壓因子B與電壓增益G的關(guān)系

(b)電容C2的電容電壓系數(shù)

3.2 電感電流脈動比較分析

準Z源逆變器工作在直通狀態(tài)時，電感電流可由下式計算：

(29)

工作在非直通狀態(tài)下電感電流為：

(30)

由式(29)和(30)可知，電感L1和L2取值相同時兩個電感電流相同，故取L1=L2，此時準Z源逆變器的電感電流脈動為：

(31)

在給定電壓增益G時，準Z源逆變器采用簡單升壓控制策略下的電感電流紋波為：

(32)

而采用均值分量注入后的電感電流紋波為：

(33)

(34)

式中：k1、k2分別為兩種調(diào)制策略下的電感電流紋波系數(shù)。

圖8為準Z源逆變器在同一輸入電壓時k1、k2與電壓增益G的關(guān)系曲線，從圖可以看出，在電壓增益相同時，注入均值分量后的控制策略對應(yīng)的電感電流紋波系數(shù)小于簡單升壓控制策略的電感電流紋波系數(shù)，且隨著電壓增益的增大，系數(shù)的差值變得越大。

圖8 輸入電壓一定時電感電流紋波系數(shù)與電壓增益G的關(guān)系曲線

當準Z源逆變器負載端相電壓峰值vp一定時，由式(31)可知簡單升壓控制的電感電流紋波為：

(35)

采用均值注入調(diào)制策略的電感電流紋波可表示為：

(36)

其中，k3、k4的表達式為：

(37)

k3、k4和電壓增益G的關(guān)系如圖9所示，由圖可知，當輸出電壓一定時，相同電壓增益條件下，簡單升壓調(diào)制策略給準Z源網(wǎng)絡(luò)電感帶來的電感電流紋波更大，而注入均值分量之后系統(tǒng)電感電流紋波更小。

圖9 同輸出電壓下電感電流紋波系數(shù)與電壓增益G的關(guān)系曲線

3.3 直流鏈電壓利用率比較分析

直流鏈電壓利用率定義為線電壓基波幅值與直流鏈電壓之比。

簡單升壓控制策略下逆變器輸出A、B相相電壓可以表示為：

(38)

則輸出線電壓基波幅UAB為：

(39)

由此可知調(diào)制度為1時，采用簡單升壓控制策略下直流鏈電壓利用率為0.866。

均值注入調(diào)制策略下逆變器輸出A、B相相電壓可以表示為：

(40)

則輸出線電壓基波幅UAB為：

(41)

由上述分析可知，相較于簡單升壓控制，注入均值信號控制可以得到更寬范圍的調(diào)制因數(shù)m和更高的直流鏈電壓利用率，開關(guān)器件電壓應(yīng)力更小，兩個電容承受的電壓更?。辉谙嗤拈_關(guān)頻率下，準Z源逆變器的電感電流紋波會減小，這有利于減少電感值從而減小逆變器體積。

4 仿真分析

為了驗證前述分析，通過MATLAB/Simulink對準Z源逆變器在簡單升壓調(diào)制策略和注入均值信號調(diào)制策略這兩種調(diào)制策略下進行仿真對比。設(shè)置仿真參數(shù)：令輸入電壓Vin=500 V，準Z源網(wǎng)絡(luò)電感L1=L2=5 mH，電容C1=C2=1 000 μF，載波頻率fs=10 kHz，負載R=15 Ω。圖10為準Z源逆變器分別采用兩種調(diào)制策略下的直流鏈電壓Vpn，電容電壓VC1、VC2，電感電流iL和輸出相電壓Vp的波形。

由圖10可知，在同輸入功率和同輸出電壓的情況下，兩種調(diào)制策略下的平均電感電流相同，為25.5 A。與此同時，簡單升壓控制下的準Z源逆變器直流鏈電壓約為1 030 V，采用注入均值分量后的調(diào)制策略直流鏈電壓降低到765.5 V，直流鏈電壓減少了約25.67%。與此同時，注入均值分量后電容電壓VC1、VC2分別為632.3 V和132.2 V，而簡單升壓控制下的對應(yīng)的兩個電容電壓分別為762 V和264 V，注入均值分量后電容承受的電壓應(yīng)力更低，可以有效減少電容體積和整個系統(tǒng)的重量。

兩種調(diào)制策略下對應(yīng)逆變橋功率器件電壓應(yīng)力Vsw和電感電流iL的局部放大圖如圖11所示。由圖可知，逆變橋功率器件承受的電壓應(yīng)力數(shù)值與直流鏈電壓值相同，則與簡單升壓調(diào)制策略相比，注入均值分量后逆變器功率器件電壓應(yīng)力減少了25.67%。此外，簡單升壓控制策略下的最大電感電流紋波為1.973 A，而注入均值分量之后準Z源網(wǎng)絡(luò)的最大電感電流紋波減少到1.030 A，降低了約47.8%。由此可以看出，注入均值分量控制策略在達到相同效果下可以降低準Z源系統(tǒng)的最大電感電流紋波，有效減小電感成本。

(a)簡單升壓控制策略

(b)均值信號注入后的控制策略

(a)簡單升壓控制策略

(b)均值信號注入后的控制策略

5 實驗結(jié)果

使用RT-LAB實驗平臺進一步驗證所提調(diào)制策略帶來的低電壓應(yīng)力和電感電流紋波效果，DSP控制器選用TMS320F2812型號，三相準Z源逆變器系統(tǒng)由RT-LAB(OP5600)構(gòu)建，系統(tǒng)參數(shù)與仿真參數(shù)保持一致。

圖12為傳統(tǒng)簡單升壓調(diào)制策略和所提出的均值信號注入調(diào)制策略方法的輸出電壓Vp和準Z源網(wǎng)絡(luò)電感電流iL波形。由此可知，同輸入功率和同輸入電壓情況下，兩種調(diào)制策略對負載作用效果一致。

(a)簡單升壓控制策略

(b)均值信號注入后的控制策略

圖13顯示了當Vin=500 V時準Z源逆變器直流鏈電壓和電容電壓的實驗波形。從實驗波形可知，注入均值信號后準Z源逆變器的直流鏈電壓和電容電壓相較于簡單升壓控制策略下的均顯著降低，和仿真結(jié)果保持一致。因此采用注入均值信號分量后的調(diào)制策略可使逆變橋功率器件和準Z源網(wǎng)絡(luò)的兩個電容承受更低的電壓應(yīng)力。

(a)簡單升壓控制策略

(b)均值信號注入后的控制策略

逆變器橋的開關(guān)管電壓Vsw和電感電流iL實驗波形的局部放大圖如圖14所示。由圖可知，改進的調(diào)制策略電感電流脈動明顯減少，最大電感電流紋波顯著降低。與此同時，從Vsw波形可知，逆變橋開關(guān)管承受的電壓應(yīng)力也更小。上述結(jié)果表明采用注入均值信號后的調(diào)制策略，準Z源逆變器系統(tǒng)有著更低的電壓應(yīng)力和電感電流紋波。

(a)簡單升壓控制策略

(b)均值信號注入后的控制策略

實驗波形

6 結(jié)論

本文針對準Z源逆變器采用簡單升壓控制策略所存在的電壓應(yīng)力大和最大電感電流紋波高的問題，提出一種注入均值分量的控制策略。這種控制策略可以減小準Z源網(wǎng)絡(luò)最大電感電流紋波，同時有效降低準Z源網(wǎng)絡(luò)兩個電容的電容電壓和功率器件的電壓應(yīng)力。通過仿真和實驗驗證，對注入均值信號控制策略和簡單升壓控制策略下的性能進行對比，可以得到：

1)采用注入均值信號控制策略下的電壓應(yīng)力相較于采用簡單升壓控制策略下的顯著減小，逆變橋功率器件減少約25.67%，電容電壓VC1減少約17.02%，電容電壓VC2降低了49.92%。

2)提出的調(diào)制策略所帶來的電感電流紋波性能更優(yōu)越，在同輸入功率、同輸出電壓情況下電感電流脈動減小，最大電感電流紋波較簡單升壓控制策略下降低了47.8%。