一種用于K波段空間行波管模擬預失真電路的設計方法

劉 婷 蘇小保 王 剛 趙 斌

①(中國科學院空天信息創新研究院 北京 100190)

②(中國科學院大學 北京 100049)

1 引言

隨著寬帶多媒體業務和移動高速數據通信業務的發展，當前無線和衛星通信系統通信容量需求不斷提高，俄羅斯于2017年發射的ViaSat-2衛星其總數據吞吐量達到了300 Gbit/s[1]，為了適應這種大信息吞吐量應用需要衛星系統會采用更大信號帶寬和頻譜利用率更高的調制方式，如OFDM, 8PSK,64QAM等峰均比較高的非恒包絡調制方式，同時采用各種技術提高信號信噪比，而衡量放大器非線性的指標載波交調比(C/IM)會疊加在信號本身的信噪比上惡化其結果[2]。據相關文獻報道對于多載波通信系統交調比至少需要26 dBc，行波管輸出功率需要回退7 dB，才能實現信號有效解調，而采用線性化技術后行波管輸出功率只需回退3 dB即可達到C/IM的要求[3]。因此針對空間行波管的線性化技術對功率獲取相當不易的衛星通信系統有著廣泛應用需求。在功率回退法、負反饋、前饋及預失真等眾多線性化技術中，模擬預失真技術有著成本低、電路簡單、帶寬寬等優點，被大量用于空間行波管的線性化技術中[4]。

目前國內外針對模擬預失真技術的研究和文獻較多，大部分研究通過改進電路拓撲結構獲取更優的性能指標，一般都會在設計階段盡可能多地保留可調節變量，電路在加工完成后需要進行大量調試工作才可實現最初設計指標，包括增益及相位擴張量、幅頻特性等[5-10]。空間行波管線性化器的應用環境要求其具有輕重量、小體積的外形特點，星用線性化器一般需要采用微組裝工藝進行設計生產。在常用通信頻段如Ku及K波段，采用介電常數9.9的陶瓷基板加工特性阻抗為50 Ω的微帶其寬度僅0.24 mm，射頻器件也采用不帶封裝的裸芯片，電路本身的小尺寸及器件的敏感性兩方面原因導致電路組裝完成后可用的調試及測量手段較少。因此如何在產品設計階段將產品性能及指標進行精確仿真，實現產品設計指標和實際測試值的高度吻合，是目前小型化星用線性化器的設計難點，從目前國內外發表的文獻來看針對預失真電路精確仿真及設計的文獻較少[11]。

常用的模擬預失真電路有反射式、傳輸型及兩支路合成式[12-14]，文中設計及仿真采用的預失真電路為反射式結構。本文提出一種用于反射式預失真電路的精確仿真方法，通過分析反射式電路拓撲結構得到影響預失真電路的關鍵參數，重點關注影響預失真電路仿真效果的肖特基二極管模型，通過制作TRL校準件及微波網絡分析方法獲取肖特基二極管模型參數，通過應用二極管模型及針對關鍵參數優化設計得到整個預失真電路精確仿真結果。對采用該設計方法設計加工的電路進行測試，其測試結果和仿真數據吻合良好，說明二極管模型正確性及仿真設計方法合理性。該設計方法對微組裝工藝實現的K波段預失真電路設計有重要指導意義。

2 預失真電路分析

設計采用反射式預失真電路拓撲結構，原理圖如圖1所示。信號由分支線耦合器端口1進入，在端口2, 3輸出幅度相等相位相差90°的信號并向右傳輸，利用由并聯二極管支路和負載支路在A, B兩點產生的阻抗不匹配將信號反射回端口2, 3，信號再次經耦合器返回端口1, 4。由端口2, 3最終返回端口1的信號由于幅度相等相位相差180°相互抵消，由端口2, 3最終返回端口4的信號由于幅度相等相位相同疊加輸出，這種電路結構實現了輸入和輸出信號的良好隔離。整個預失真電路產生非線性的關鍵器件為肖特基二極管，肖特基二極管擴散電容小，具有良好的開關特性，適用于高頻領域，常用于混頻器、檢波器及預失真電路。為滿足預失真電路特性，需要根據二極管spice模型參數、安裝方式及工作頻率等因素合理選擇肖特基二極管。文中選用的肖特基二極管為MACOM公司生產的反并聯二極管MA4E2039。

圖1 預失真電路原理圖

耦合器直通端/耦合端等效電路圖如圖2(a)所示，為方便電路分析將反并聯二極管MA4E2039阻抗等效為Zd=Rd+jXd，二極管通過微帶線(Z1,l1)連接到主線，其輸入阻抗用ZD表示。負載電阻Rl通過微帶線(Z2,l2)連接到主線，其輸入阻抗用ZL表示，采用輸入阻抗計算公式，得到式(1)及式(2)

圖2 耦合器直通端/耦合端電路圖及等效電路圖

考慮到ZD和ZL并聯連接，后面采用導納YD和YL分別替代ZD,ZL進行公式推導，如式(3)及式(4)所示，其中GD,BD值和二極管阻抗Zd、特性阻抗Z1及長度l1有關，GL,BL值和Rl、特性阻抗Z2和長度l2有關。

這樣耦合器直通端/耦合端等效電路圖2(a)可以用圖2(b)代替，耦合器端口2和端口3的反射系數均可由式(6)表示。由于由端口2和端口3反射的信號在端口4疊加輸出，所以整個預失真電路的傳輸特性完全由式(6)所示的反射系數決定。

通過以上分析可見，影響預失真電路傳輸特性的關鍵參數包括以下4類：

(1) 二極管阻抗Zd；

(2) 微帶線(Z1,l1)的特性阻抗Z1和長度l1；

(3) 負載電阻Rl；

(4) 微帶線(Z2,l2)的特性阻抗Z2和長度l2。

在產品設計階段可通過優化以上4類變量來實現所需預失真電路的傳輸特性，包括增益及相位擴張、增益平坦度等。其中(2)～(4)類變量在設計過程中確定，電路調試過程不可更改。而二極管阻抗Zd可通過調試階段調整二極管偏置電壓實現，因此該電路加工后可調試變量少，想要實現電路設計指標，需要對電路進行精確設計仿真。

3 肖特基二極管模型建立

通過預失真電路分析可知，肖特基二極管通過自身在電路中的阻抗來影響預失真電路的傳輸特性，因此二極管的電路模型對于仿真精確度有著重要影響。常用的二極管模型包括等效電路模型及3維全波仿真模型。兩種方法都需要對二極管結構及工藝有著深刻理解。預失真電路中用到的二極管為Macom公司生產的梁氏引線反并聯肖特基二極管MA4E2039，該二極管具有較小串聯電路及較低寄生電容，截止頻率可達到110 GHz，可滿足毫米波預失真電路使用要求。

MA4E2039由兩個二極管反并聯實現，采用平面二極管結構，單個管芯的結構截面圖如圖3(a)所示，用于預失真電路的肖特基二極管主要利用其陽極金屬和外延層半導體接觸形成的肖特基勢壘結，該結主要包含結電阻Rj及結電容Cj，也是產生非線性的關鍵部分。除此之外，應用到毫米波的二極管模型還應包括由結構、封裝及安裝方式帶來的寄生參數，包括陽極金屬和焊盤之間的寄生電容Cfp、空氣橋結構引入的寄生電感Lf和電阻Rfg、陽極焊盤和陰極焊盤之間在空氣部分寄生電容Cpa和在襯底部分中的寄生電容Cps。同時二極管串聯電阻Rs由Rfg,Rspd,Rcon三者共同決定。梁氏引線肖特基二極管一般采用焊接或者粘接的方式和電路其他部分產生電連接，這會引入安裝焊盤電容Cp1和Cp2。綜上所述，考慮到二極管本征電路及毫米波段的寄生效應，得到如圖3(b)所示適用于毫米波應用的肖特基二極管等效電路模型。

圖3 梁氏引線肖特基二極管橫截面圖及等效電路模型

肖特基二極管的模型分為本征部分及寄生部分，本征部分模型采用二極管spice模型，一般包含EG,XTI,KF,AF,FC,IS,RS,N,Cj0,VJ,M,VB,IBV,TT等14項模型參數。實際上，二極管模型是由器件不同工作區域的方程組組成的。其中EG,XTI,KF,AF,FC等5項參數可以直接從工藝過程及器件材料中獲得。IS,RS,N等3項參數由二極管工作于正偏狀態下的正偏電壓和電流特性得到。Cj0,VJ,M等3項模型參數由結電容和反偏電壓特性得到。VB,IBV等2項參數由器件反向擊穿I-V特性曲線獲得。TT為反映器件反向恢復時間的參數。本征部分的參數可在直流及低頻下測量并計算獲得。表1為MA4E2039單個二極管的本征模型參數。

表1 MA4E2039單個二極管本征模型關鍵參數

二極管寄生部分模型參數包括寄生電容Cfp,Cpp，寄生電感Lf，以及考慮安裝焊盤引入的寄生電容Cp1和Cp2，這部分寄生參數需要在工作波段進行測試并采用微波網絡分析方法計算獲得。為了獲得二極管真實S參數，設計并加工了TRL校準件。獲取二極管寄生模型參數的具體過程如下：

(1) 設計并加工包含直通、反射及傳輸線的TRL校準件及安裝肖特基二極管的實際電路；

(2) 對二極管實際電路中的二極管焊盤采用有限元分析軟件進行仿真，獲取焊盤部分的S參數，并將S參數轉換為傳輸參數，和二極管本征部分疊加二極管寄生電容仿真獲得的S參數轉換成的傳輸參數進行級聯獲取整個二極管實際電路的S參數；

(3) 通過TRL校準并測試實際二極管電路的S參數，獲得去嵌入射頻接頭、微帶過渡等影響的二極管不同偏置電壓下真實S參數；

(4) 通過測得的真實二極管S參數，對包含本征部分及寄生部分的二極管模型進行修正，以其最大范圍內逼近測試結果。

通過以上方法最終獲得可用于預失真電路的肖特基二極管精確模型。

4 預失真電路精確仿真

預失真電路實際使用過程中級聯在行波管功率放大器(TWTA)前端，理想預失真電路產生的增益及相位擴張和行波管產生的增益及相位壓縮正好相反，補償了行波管的非線性，使其總體上呈現出線性特征。在獲得肖特基二極管仿真模型后，預失真電路的精確仿真過程分以下兩步進行：(1)根據行波管增益及相位特性獲取理想預失真電路特性曲線；(2)通過關鍵參數優化預失真電路特性曲線，使其逼近理想預失真電路特性曲線。

(1) 獲取理想預失真電路特性

研究中所用TWTA飽和功率為65 W，飽和輸入功率為-3.5 dBm。其增益及相位壓縮特性如圖4(a)所示，通過仿真獲得如圖4(b)所示理想預失真電路的增益及相位擴張特性，最終兩者級聯后的增益及相位特性如圖4(c)所示，可見經過線性化后整體的放大器的增益壓縮小于等于2.6 dB，相位壓縮小于等于10 °。

圖4 TWTA及模擬預失真增益及相位特性

(2) 結合關鍵參數優化預失真電路特性

將第3節得到的二極管模型帶入預失真電路進行仿真，并對影響預失真電路特性的關鍵參數進行優化來使得仿真結果盡量逼近理想預失真電路特性。其中可供優化的變量包括：二極管偏置電壓Vb、微帶線(Z1,l1)的特性阻抗Z1和長度l1，負載電阻Rl、微帶線(Z2,l2)的特性阻抗Z2和長度l2等6個變量。圖5僅展示了微帶線(Z1,l1)長度L及寬度W對仿真結果的影響，可見W固定為0.635 mm時，L從0.625 mm到0.889 mm逐漸變大時，增益擴張也隨之變大，擴張量變化近5 dB，而相位擴張隨著L變大基本保持不變。當L固定為0.762 mm時，W從0.508 mm到0.762 mm逐漸變大時，增益擴張和相位擴張均變大，其中增益變化5 dB，相位變化約30°。

圖5 微帶線(Z1, l1)長度L及寬度W對仿真結果的影響

通過同樣仿真方法對二極管偏置電壓Vb、負載電阻Rl、微帶線(Z2,l2)的長度L及寬度W等其余4個變量對擴張量的影響也進行分析。二極管偏置電壓Vb從1.68 V逐漸變大到1.82 V時，增益擴張的起翹點會往功率大的方向偏移，增益擴張變小約1 dB，相位擴張變大約10°。負載電阻Rl從380 Ω逐漸變大到420 Ω時，增益擴張變小約0.5 dB，相位擴張變大約10°。微帶線(Z2,l2)的長度L從1.35 mm逐漸變大到1.65 mm，增益擴張變大約6 dB，相位擴張變大約40°。微帶線(Z2,l2)的長度W從0.18 mm逐漸變大到0.33 mm，增益擴張變大基本不變，相位擴張變大約4°。

針對預失真電路的增益及相位擴張的目標值，對影響擴張量的6個參數偏置電壓Vb、負載電阻Rl、微帶線(Z1,l1)長度L及寬度W、微帶線(Z2,l2)的長度L及寬度W在一定范圍內遍歷仿真，最終選擇的參數如下：微帶線(Z1,l1)長度的L及寬度W分別為0.762 mm和0.635 mm、偏置電壓Vb為1.75 V、負載電阻Rl為400 Ω、微帶線(Z2,l2)的長度L及寬度W分別為1.524 mm和0.242 mm。最終在器件和版圖聯合仿真中獲得中心頻率20.7 GHz且Vb為1.75 V時獲得增益擴張2.86 dB及相位擴張34.0°的仿真結果。此時輸入功率為3.5 dBm，飽和增益為-7.96 dB，小信號增益為-10.82 dB。仿真結果如圖6所示。

圖6 預失真電路增益及相位擴張、增益平坦度仿真結果

5 測試結果

為了滿足衛星系統小型化、輕量化應用需求，實際加工的預失真電路采用0.254 mm厚介電常數為9.9的氧化鋁陶瓷基板，微帶線結構為NiCr/Ni/Au，總體厚度約7 μm，電阻采用方阻為100 Ω的TiN薄膜。接地由陶瓷基板上金屬化通孔實現，通孔電阻不超過50 mΩ。機殼為可伐鍍金材質，采用2.92-K的射頻接頭。對微組裝后的電路采用R&S矢量網絡分析儀RAV40進行測試，測試前對矢量網絡分析儀進行了SOLT校準。二極管偏置電壓Vd為設置為1.75 V。測試結果表明電路在中心頻點20.7 GHz實現增益擴張2.81 dB，相位擴張34.80°，帶內飽和增益平坦度及小信號增益平坦度分別為0.59 dB及1.03 dB。因為該電路采用輸入輸出完全對稱的拓撲結構，其輸入輸出反射系數一致，且低于-13 dB。矢量網絡分析儀實際測試結果如圖7所示：

從頻率、輸入功率、增益及相位擴張、增益平坦度等7個指標對比仿真數據和測試數據，發現飽和輸入功率、增益擴張、相位擴張、等指標仿真和實際測試數據差異均小于15%，吻合度較高。綜合來看，該仿真方法能夠用于指導模擬預失真電路設計，大幅提高產品開發周期。

整個預失真電路(含射頻輸入輸出接頭)尺寸約為4.85 cm×1.7 cm，符合小型化要求，如圖8。整個電路按照設計值加工組裝，未采用任何調試手段即實現了設計目標，大大簡化了生產過程，非常適合批量生產。

圖8 預失真電路實物照片

對采用以上設計方法設計加工的預失真電路級聯TWTA進行測試，搭建的測試平臺如圖9所示。采用R&S矢量網絡分析儀RAV40測試其增益及相位特性，采用Keysight頻譜分析儀N9030A測試3階交調。模擬預失真輸出功率較小，在模擬預失真后級聯低噪聲放大器及壓控衰減器以匹配TWTA輸入功率。低噪聲放大器在20.2～21.2 GHz P1dB為18 dBm，低噪放及壓控衰減器增益平坦度均低于1.0 dB，保證其接入系統后能夠將TWTA推動至飽和工作狀態且不影響系統本身非線性及增益平坦度，模擬預失真級聯TWTA后增益及相位測試結果如表2所示。

表2 預失真電路仿真及實測指標比對

圖9 模擬預失真級聯TWTA后測試平臺

模擬預失真級聯TWTA后增益及相位隨著輸入功率變化情況如圖10所示，由測試結果可見，模擬預失真級聯TWTA后增益壓縮由原來6.8 dB減小到2.7 dB，相位壓縮由原來45.8°減小到10.7°。3階交調測試結果如圖11所示(頻譜分析儀顯示結果)，模擬預失真級聯TWTA后3階交調均有很大改善，輸入功率回退5 dB時3階交調由原來14 dBc提高到24 dBc，并且輸入功率回退越多，3階交調指標改善越大。

圖10 模擬預失真級聯TWTA后增益及相位測試結果

圖11 模擬預失真級聯TWTA后3階交調測試結果

6 結論

本文提出了一種用于空間行波管模擬預失真電路精確設計和仿真的方法，該方法需要分析肖特基二極管結構后建立其等效電路模型，通過TRL校準件獲取肖特基二極管S參數并進行微波網絡分析方法計算獲得二極管仿真模型中的各參數，最后利用獲得的完整二極管模型進行反射式模擬預失真電路設計。對采用該方法設計加工的產品進行加工測試，結果表明在整個工作頻段內實測結果和仿真結果偏離度小于15%，且將預失真電路和行波管放大器級聯后測試，增益壓縮由原來6.7 dB減小到2.7 dB，相位壓縮由原來45.8°減小到10.7°，輸入功率回退4 dB時3階交調由原來14 dBc提高到23.77 dBc。可見采用該方法設計加工的模擬預失真電路不需要額外調試，可大幅提高產品開發周期，對行波管模擬預失真電路的設計具有重要指導意義。