一種帶飛跨電容的單相光伏逆變器

楊晗露，馬海嘯，蔣天健，郭晨陽

(南京郵電大學自動化學院人工智能學院，江蘇 南京 210023)

化石燃料的日益枯竭和環境污染問題促使人們關注新能源開發。由于光伏能源具有安全、豐富、技術要求低的優點，光伏發電的需求逐漸增大[1]。而光伏發電需要通過逆變器進行直流-交流轉換，因此逆變器的性能至關重要[2]。

目前主流的逆變器拓撲結構包括半橋電路、全橋電路和推挽電路。半橋電路輸出端的電壓波形幅值僅為直流母線電壓值的一半，電壓利用率低。推挽電路的電壓損失小，直流母線電壓只有一個開關管的管壓降損失，并且兩個開關管的驅動電路電源可以共用，驅動電路相對簡單，但工藝上難度較大。全橋電路與推挽電路的電壓利用率都為半橋式的2倍，全橋電路結構相對簡單，所以中、大容量逆變器大多采用全橋結構[3]。

傳統的全橋逆變器在光伏面板到地面之間的寄生電容上可能出現共模接地漏電流，導致轉換效率降低、電流失真等問題[4-5]。已有研究提出增加位于中點的鉗位結構，從而抑制漏電流，但是增加的結構增大了損耗，導致成本增大[6-7]。部分全橋電路中使用了HERIC 構型和H5 構型，以及基于這兩類結構的改進型[8-9]，具有抑制漏電流的能力，但無法完全消除漏電流。為此提出了一種新的拓撲結構——共地型拓撲，將交流側與直流側共地，通過將光伏電池的寄生電容短接從而消除漏電流[10-11]。文獻[12]提出了一種新型H5 拓撲，通過引入4 個MOS 管、4 個二極管以及1個高頻IGBT 實現換相和續流，使得光伏板和大電網隔離，破壞了由光伏電池寄生電容、濾波組件和地極之間的諧振回路，可有效抑制漏電流，但會出現較嚴重的諧波。文獻[13]在傳統H 橋結構的基礎上增加了一個開關管，采用基于準比例諧振控制的雙環控制策略，獲得了較好的輸出效果，但是雙環PI控制器實際中實現擁有相對較大的難度。文獻[14]針對H5 電橋中的死區效應進行了優化，然而開環補償的方式會引起輸出的波動。

針對上述不足，本文基于全橋結構，加入飛跨電容，設計了一種新型單相光伏逆變器。與二極管箝位逆變器和H 橋逆變器相比，結構簡單，對直流電源的要求低，因此有利于成本的控制。最關鍵的是逆變器交流側與直流側共地，完全消除了漏電流。

1 帶飛跨電容的單相光伏逆變器拓撲

本文提出的新型單相光伏逆變器拓撲具有5 個開關管S1～S5、直流側穩壓電容Cin、濾波電感L1、濾波電容C、飛跨電容CFC和負載電阻RL，如圖1 所示。

圖1 帶飛跨電容的單相光伏逆變器拓撲

2 逆變器工作模態分析

根據電路中流經電感L1的電流和輸出電壓的方向，可將帶飛跨電容的單相光伏逆變器的工作模態分為I、II、III、IV 4 個區間，如圖2 所示，其中，iL1表示流經電感L1的電流，作為輸出電流；uo為負載兩端電壓，即為輸出電壓。

圖2 新型逆變器工作模態的劃分

下面對4 個區間的工作模態進行具體分析。

(1)區間I：iL1＞0，uo＞0，如圖3 所示，開關管S1、S4處于導通狀態，光伏電池提供能量，負載吸收能量，同時，光伏電池經過PV-S1-CFC-S4為飛跨電容CFC充電。在傳輸能量階段中，開關管S3導通，光伏電池通過PV-S1-S3-L1-RL為電感充電，如圖3(a)；在續流階段，開關管S5導通，電感經過S5進行放電續流，如圖3(b)。

圖3 區間I

(2) 區間II：iL1＜0，uo＞0，如圖4 所示，光伏電池通過開關管S1、S4給飛跨電容CFC充電。在傳輸能量階段，開關管S3、S4導通，電容C放電，通過C-L1-S3-CFCS4為飛跨電容CFC和電感L1充電，如圖4(a)；續流階段中，電感經過L1-S4-S5-RL放電續流，如圖4(b)。

圖4 區間II

(3)區間III：iL1＜0，uo＜0，如圖5 所示。在傳輸能量階段，開關管S2、S5導通，飛跨電容CFC放電，通過CFC-S2-RL-L1-S5給負載RL提供能量，如圖5(a)；續流階段中，開關管S1、S4、S5導通，光伏電池經過開關管S1給飛跨電容CFC充電，電感放電續流，如圖5(b)。

圖5 區間III

(4) 區間IV：iL1＞0，uo＜0，如圖6 所示，開關管S5導通。在傳輸能量階段，開關管S2導通，電容C通過C-S2-CFC-S5-L1給飛跨電容CFC和電感充電，如圖6(a)；續流階段中，開關管S4導通，電感L1進行放電續流，如圖6(b)。

圖6 區間IV

以“1”表示開關管的導通狀態，“0”表示開關管的關斷狀態。以a 表示傳輸能量階段，以b 表示續流階段。逆變器各工作模態下的5 個開關管狀態如表1 所示。

表1 開關管狀態

選擇一種單極性正弦脈寬調制方式，將調制信號與單極性三角載波交截，如圖7 所示，當調制信號ur大于正極性三角波，開關管S3導通；當調制信號ur小于正極性三角波，開關管S5導通；當調制信號ur大于負極性三角波，開關管S1、S4導通；當調制信號ur小于負極性三角波，開關管S2導通。從而生成對5 個開關管的控制信號，驅動逆變器在區間I、II、III、IV 循環工作，將光伏電池的直流電轉化為交流電，為負載供能。

3 飛跨電容的選擇

本文設計的新型逆變器在輸出電壓的正半周期由光伏電池給飛跨電容充電，在電壓負半周期由飛跨電容放電供能。飛跨電容放電時，放出的能量和負載吸收的能量近似相等。以u1表示飛跨電容CFC在放電前t0時刻的電壓，以u2表示飛跨電容在經過Δt時長的放電后的電壓，則：

其中，uo=Uosin(ωt)，，U0、IL1分別為輸出電壓和電感電流的最大值。設計輸出頻率為f=50 Hz，開關頻率為fs=20 kHz，則上式中t0∈(0.01+0.02k,0.02+0.02k)，k∈N，Δt=1/fs=0.05 ms。可得：

考慮到工程應用中的安全性，可采用固態電容。將4 個330 μF/63 V 的固態電容串聯成耐壓大于200 V 的電容，再將6 組這樣的串聯電容并聯，使組成的電容值不小于470 μF。

4 基于SPWM 技術的電壓瞬時值閉環控制

本文選擇SPWM 技術進行調制，設計并采用了圖8 所示的閉環控制系統。圖中：LC 濾波器為逆變器輸出端連接的低通濾波器，電壓uoref為參考調制信號，uc為調制控制電路輸出的控制信號，ul為輸出SPWM 信號，uo為LC 濾波后的正弦波輸出電壓。

圖8 控制系統

實際電壓uo與參考信號uoref比較，進入PID 控制器產生調制信號ur。采用SPWM 技術，將調制信號ur與單極性三角載波交截，產生控制信號uc。

控制信號通過驅動電路控制5 個開關管的導通和關斷，使逆變器產生SPWM 輸出電壓，經過LC 濾波器濾除高頻諧波分量后，得到所需的正弦波。

5 仿真結果

為驗證本文所設計的逆變器將直流電轉變為交流電并且消除漏電流的有效性，以及控制方式的可行性，在MATLAB 軟件上對帶飛跨電容的單相光伏逆變器及控制系統進行仿真。采用的仿真參數如下：輸入電壓200 V，輸出電壓110 V，輸出頻率50 Hz，額定功率200 W，直流側穩壓電容Cin為220 μF，飛跨電容CFC采用470 μF，濾波電感L1為5 mH，濾波電容C為4.7 μF，負載RL為60.5 Ω，開關頻率20 kHz，對地寄生電容100 nF。

得到仿真波形，如圖9 所示。其中，圖9(a)所示為2 個周期內5 個開關管控制信號，信號值為1 時開關管導通，信號值為0 時關斷；圖9(b)為逆變器在額定負載下的輸出電壓uo、電感電流iL1及濾波前電壓uI波形；圖9(c)為漏電流波形，漏電流值為0，被完全消除。

圖9 仿真波形

從以上仿真的輸出電壓、輸出電流的波形圖中可以看出，在所設計的控制方案下，帶飛跨電容的單相光伏逆變器產生的交流波形質量較好，基本不存在畸變，漏電流得到有效消除。

6 實驗驗證

為進一步驗證帶飛跨電容的新型單相光伏逆變器拓撲的性能，搭建了一臺實驗原理樣機，樣機參數與前述仿真參數一致。采用前文所述的SPWM 調制信號驅動逆變器的開關管導通。

圖10 給出了新型單相光伏逆變器的開關管控制信號、電感電流、輸出電壓和漏電流波形。其中，圖10(a)為5 個開關管控制信號，圖10(b)為額定負載下的輸出電壓uo及電感電流iL1波形，圖10(c)為實驗的漏電流波形，可以看出漏電流非常小。以上實驗結果證明了本文所介紹的帶飛跨電容的單相光伏逆變器拓撲能夠有效消除漏電流，將直流電轉變為交流電的輸出波形效果較為理想。

圖10 實驗波形

逆變器的效率曲線如圖11 所示。在50～200 W的輸出功率范圍內進行了測量，變換效率均大于90%。輸出功率為200 W 時，逆變器的效率最高達94.3%。

圖11 效率曲線

7 結論

本文介紹了一種帶飛跨電容的新型單相光伏逆變器，結構簡單，易于實現。將負載端與直流電源負端相連，徹底消除了漏電流。利用了一種改進的單極性SPWM 技術對單相光伏逆變器進行調制，并且基于PID 控制策略設計了閉環控制系統。仿真和實驗結果證明了提出的新型逆變器在控制系統下輸出交流電質量好且消除了漏電流。但本文僅設計了單相逆變器，將此拓撲改進為三相并網逆變器并對此設計更加合適的控制系統，也是一項有意義的后續研究。