高功率密度高動態性能毫米波固態發射組件研究

夏 熙，徐小帆，張海兵，陳文俊

（中國船舶集團有限公司第七二四研究所，江蘇南京 211153）

0 引 言

現代雷達組件小型化、高功率密度化、高性能化發展趨勢明顯，大功率發射組件作為雷達發射分系統中的核心部分備受關注［1-2］。以氮化鎵等第三代寬禁帶半導體材料為基礎的固態功放模塊因其具有體積小、質量輕及穩定性強的優點，極大地推動了固態發射組件的設計發展，但對于百瓦級發射功率而言，發射組件需要多路固態功放模塊進行功分合成，同時考慮供電控制、監測以及散熱等因素，傳統大功率固態功放組件往往體積較大，功率密度較低［3］。對于脈沖式負載而言，固態發射組件的設計往往忽略其供電單元對組件動態性能的影響而無法進一步優化該指標，因此提升固態發射組件的功率密度及效率，改善其脈沖負載情況下的動態性能，對于固態發射機大功率、小型化的研制具有重要的意義與工程價值［4-5］。

基于以上分析，本文主要以Ka 波段200 W 固態發射組件為例，介紹了一種高功率密度高動態性能發射組件的優化設計方法，為進一步提升組件的功率密度提出了一種堆疊式發射組件設計方案，將空間波導功分合成網絡與組件盒體進行一體化加工集成，并采用空間合成與波導-微帶雙探針轉換組合方式，同時將多路功放模塊堆疊至功分合成網絡之上，充分利用組件空間實現功率密度的提升；在效率提升與動態優化部分，除了提升功放模塊、功分合成網絡的效率之外，組件在供電單元部分采用“半橋LLC+雙同步Buck”為主功率拓撲的供電思路，半橋LLC 拓撲［6-8］以及同步整流技術［9］的應用極大程度上降低了供電損耗，同時創新性引入“半橋LLC+雙同步Buck”的狀態軌跡控制［10］策略，在負載突變時，通過采集諧振槽電感電流、負載電流與輸出電壓實現主拓撲的變頻轉換，從而實現發射組件的動態性能優化。實測本文設計組件，其外形標準、接口獨立，具備完善的監測保護功能，其峰值功率達到213 W，平坦度≤±0.7 dB，輸出雜散≤-55 dBc，輸出包絡頂降≤5%，組件綜合效率提升了2.1%左右，功率密度相比于同波段組件提升了17.98%，達到1 458 W∕in3，組件負載切換動態調整時間提升了19.2%左右，綜合來看，組件性能優良。

1 整機設計方案

對固態發射組件各組成的功能進行分區，主要包含功率放大單元、組件供電單元、檢測單元、控制保護單元、功分合成網絡單元以及散熱單元，其中功率放大單元包含驅動放大部分、各類隔離器、末級氮化鎵功放模塊等；組件供電單元包含主功率拓撲部分、環路控制部分、輔助供電部分等；為了提升組件功率密度，實現組件小型化設計，檢測單元與控制保護單元一般集成在一塊電路板，主控制芯片依據國產化需求采用兆易創新GD32F407IGH6 芯片，基于該芯片完成組件功率、功放模塊電壓、功放模塊電流、組件溫度、濕度等物理量的檢測與處理，同時完成功放模塊的開關控制、故障判斷、動作保護與信息上報等功能；功分合成網絡采用空間合成與波導-微帶雙探針轉換組合方式，同時與組件盒體進行一體化加工，降低組件尺寸。以Ka 波段200 W 固態發射組件為例，對應的固態功放組件原理框圖如圖1所示。

圖1 高功率密度高動態性能固態功放組件原理框圖

組件關鍵核心單元為功率放大單元、供電單元以及功分合成網絡單元。功率放大單元主要采用驅動放大部分對激勵進行第一級驅動放大，再經過功分網絡進行功分，通過末級氮化鎵功放模塊進行合成，完成功率放大，獲取200 W 以上的輸出功率，功率放大單元采用氮化鎵功放模塊，通過合理布局實現效率的提升；供電單元主要采用“半橋LLC+雙同步Buck”主功率拓撲，利用半橋LLC電路的寬輸入范圍特性以及全負載范圍內零電壓開關特性，同時結合同步Buck 電路的同步整流技術實現供電單元效率的提升，降低了供電成本，主拓撲狀態軌跡控制策略的應用進一步提升了組件脈沖式負載情況下的動態性能；功分合成網絡采用空間合成與波導-微帶雙探針轉換組合方式，降低了組件功分合成損耗，提升了組件功率密度。

2 關鍵技術研究

2.1 小型化高效功率合成技術

功率合成為發射組件的關鍵技術，其主要難點在于高功率密度化與高效化，本文所研制的固態發射組件功率合成技術原理框圖如圖2所示，其主要包含驅動功放部分、末級氮化鎵固態功放部分以及開槽波導空間功分合成部分。整個功率合成鏈路采用“驅動功放單元+末級功放單元”方案。

圖2 功率合成技術原理框圖

為了優化輸出功率的飽和性和帶內平坦度，驅動功放單元采用兩級放大，同時為了更好地改善功放輸入輸出的匹配程度，在兩級功放輸入輸出級間增加隔離器與衰減器，在驅動單元的調制部分，采用高速射頻開關對射頻信號的脈沖進行調制，從而優化射頻信號檢波包絡的前沿上升與后沿下降時間。以Ka 波段200 W 組件為例，驅動功放單元的輸入激勵為0 dBm，擬設計驅動功放單元輸出為26.5 dBm，基于此設計驅動功放單元增益分配表如表1 所示，所選功率芯片核心參數如表2 所示，射頻開關以及隔離器主要參數如表3所示。

表1 驅動功放單元增益分配表

表2 功率芯片核心參數表

表3 射頻開關以及隔離器主要參數表

對于末級氮化鎵固態功放單元，其主要由多個一級氮化鎵模塊組成，一級氮化鎵模塊采用兩級放大方案，第一級采用砷化鎵芯片，第二級采用兩片氮化鎵芯片進行合成，一級模塊內功分器與合成器采用波導橋形式，最大限度減小模塊內平面電路帶來的損耗，提高合成效率，同時改善前后級的相應駐波與功放芯片間的隔離度。一級氮化鎵模塊內部合成原理具體實現流程如下：模塊內一級驅動功放輸出功率經過兩路波導電橋功分器驅動兩級氮化鎵功放，兩級功放放大后再通過兩路波導電橋合成器實現最終功率的輸出。同樣以Ka 波段200 W 組件為例，經過功分網絡之后的末級氮化鎵固態功放單元的輸入功率為20 dBm，經過一級氮化鎵模塊放大后輸出功率為48 dBm，基于此設計一級氮化鎵模塊增益分配表如表4所示，所選功率芯片核心參數如表5所示。

表4 一級氮化鎵模塊增益分配表

表5 一級氮化鎵模塊功率芯片核心參數表

一級氮化鎵模塊功分合成網絡與整個組件功分合成網絡均采用空間合成與波導-微帶雙探針轉換組合技術進行設計，該種方案有利于功放模塊與功分合成網絡進行堆疊設計，在保證低損耗、高隔離度的同時，還能夠承受較大的功率，對應的兩路波導合成器仿真模型與插損曲線分別如圖3（a）與圖3（b）所示，組件部分仿真曲線如圖4所示。仿真結果驗證了方案的優越性。

圖3 兩路波導合成器仿真模型及插損曲線圖

圖4 組件功分合成網絡仿真插損曲線圖

2.2 高動態性能控制策略

為了進一步提升組件供電單元的效率，采用“半橋LLC+雙同步Buck”主功率拓撲，同時創新性地引入狀態軌跡控制策略實現脈沖式負載的動態性能優化，供電單元主功率拓撲及環路控制原理圖如圖5所示。

為了提升組件負載切換時控制網絡的動態響應速度，優先利用半橋LLC 諧振槽的諧振電壓變化、諧振電流變換進行調頻。圖6所示為負載變換時諧振槽諧振電流、諧振電壓、開關管Q1和Q2的驅動波形以及狀態軌跡圖，在一個完整的開關周期內，變換效率設定為100%，利用諧振槽電荷變化量反映諧振網絡能量變換的事實，同時考慮諧振電容電壓的對稱性特性，可以求得輸入電流與諧振電容電壓在負載切換前t1、t2、t3及t4時刻的關系式如式（1）、式（2）、式（3）及式（4）所示，其中I0為輸入電流，Cr為諧振電容容值，Vcr（t1）、Vcr（t2）、Vcr（t3）及Vcr（t4）分別為t1、t2、t3以及t4時刻諧振電容電壓，Vin為主拓撲輸入電壓，fs為開關頻率，n為變壓器變比。

圖6 負載變換時諧振槽物理量波形及狀態軌跡圖

基于諧振電容電壓與諧振電流關系，可以得到在負載切換前t2時刻與負載切換后t3時刻對應的時間差△T，此時間差即為周期差，對應的公式如式（5）所示，對應的Lm為諧振槽電流。

此時可以計算出負載切換后的開關頻率為式（6）所示，對應f1為負載調整前初始頻率，f2為負載調整后的目標頻率，對于組件脈沖式負載而言其峰值負載是定值，實際計算時將目標負載與原始負載直接帶入計算。

基于此，拓撲控制策略如下：當組件負載處于脈寬內穩定狀態時，此時控制網絡采樣輸出電壓值，通過PID 進行微調控制，此時控制網絡中開關S2閉合，開關S3斷開，由于負載處于穩定狀態，此時微小的波動常規PID 控制可以實現較好的動態調整；當組件負載處于脈沖跳躍階段時，此時控制網絡MCU 開始采樣負載電流ILoad、諧振槽電感電流ILm及諧振電容電壓Vcr并將采樣值送到狀態軌跡控制（OTC）模塊，此時開關S3閉合，開關S2斷開，OTC 模塊對采樣量進行處理計算，從而得出負載變化情況下對應的開關管Q1及Q2，目標開關頻率f2，實現快速輸出電壓調整。為了降低負載調整時頻率快速切換時的電壓過沖震蕩，在計算得出目標頻率f2后，將其與原始頻率f1進行求差得頻率差△f，最后根據實際需求將頻率差△f分為n段，此時PID進行控制時按照頻率分段進行逐步調整，根據實測經驗推薦，不同頻率下的n推薦值如表6所示。

表6 不同頻率下的n值推薦表

2.3 堆疊式一體化集成技術

采用堆疊式一體化設計，將組件的功分合成網絡與組件盒體一體化加工，同時將驅動功放單元、末級功放單元以及供電單元堆疊至功分合成網絡上端，驅動功放單元、末級功放單元以及供電單元實現緊湊型布局設計，相應的各單元布局如圖7所示，其中供電單元緊貼驅動功放單元與末級功放單元，其主要目的在于降低線路損耗、減小線路寄生帶來的影響。

圖7 組件各單元布局圖

組件采用傳導散熱方案，為了強化散熱效果，在功放模塊與散熱板之間墊適量的銦片，用以增加功放模塊與散熱片的接觸面積，同時增加導熱效率，設計凸臺為供電單元熱源芯片、開關管進行散熱，同時在凸臺與熱源之間墊加導熱絕緣襯墊，提升導熱性能與絕緣性能。以Ka波段200 W 固態發射組件為例，組件熱仿真效果如圖8 所示，從圖中可以看出功放組件中熱源部分最高溫度在85 ℃左右，滿足組件實際工作不超過100 ℃需求，散熱效果良好。

圖8 組件熱仿真效果圖

3 實測結果與分析

以Ka 波段200 W 固態發射組件為例，按照本文設計方案設計，組件主要指標如下：工作頻率33～37 GHz，輸出峰值功率≥200 W，輸出功率平坦度≤±0.7 dB，輸入脈沖信號最大占空比20%，最大脈寬50 μs，最小脈寬0.2 μs，輸出包絡前后沿≤25 ns，輸出包絡頂降≤5%，輸出雜散≤-55 dBc，供電單元輸入電壓為DC300 V。設計完成的組件實物與測試條件如圖9所示，采用四路氮化鎵固態功放模塊進行功率合成，其中單個模塊輸出60 W，供電單元環路控制芯片采用兆易創新GD32F407IGH6，同步整流部分MOS 管采用揚杰YJG95G06B，半橋LLC功率開關選用氮化鎵MOS 管GS66502B，組件最終尺寸為318 mm×200 mm×65 mm。

圖9 Ka波段200 W固態發射組件實物圖

本文最終設計Ka波段功放組件的峰值輸出功率為213 W（53.3 dBm），尺寸為318 mm×200 mm×65 mm，對比同波段相關組件常溫狀態下指標如表7 所示。從表中可以看出按照本文設計思路設計的組件功率密度達到1 458 W∕in3，相比于功率密度較高的組件1 提升了17.98%，雖然同頻段峰值功率有所下降，但是在滿足設計指標的前提下，組件功率密度達到了最優。

表7 功率密度對比表

在效率指標層面，本文設計的組件與對比的組件1、組件2 的效率曲線如圖10 所示。從圖中可以看出，在某頻段組件效率最大達到19.9%，提升了2.1%左右。綜合來看，本文設計的組件具有良好的效率。

圖10 本文組件與對比組件1、組件2的效率曲線圖

在脈沖負載條件下，主功率拓撲開關頻率設定為1 MHz，變壓器采用平面變壓器，頻率分段為8，通過這種方式進一步降低供電單元所占空間，提升組件功率密度。組件實測負載從輕載（0.1 A左右）上升到6 A 負載時，對應的輸出電壓動態調整時間約為97 ns，其相比于現有供電單元技術方案調整時間提升了19.2%左右，對應的瞬態調整波形與對應的狀態軌跡圖如圖11所示。

圖11 組件脈沖負載條件下瞬態調整波形與對應狀態軌跡圖

常溫下測試本文組件其他指標，對應測試結果如表8 所示。從表中可以看出，輸出平坦度為±0.2 dB，輸出雜散最小為-69.88 dBc，上升沿最大時間為23 ns，下降沿最大為23 ns，脈沖頂降最大為5%，滿足設計指標要求。

表8 組件其他指標測試結果表

綜合上述實測結果，本文所設計的Ka 波段200 W 固態發射組件，相比于同波段同功率組件而言，在功率密度、綜合效率以及動態性能上具有明顯的優勢。

4 結束語

本文主要介紹了一種高功率密度高動態性能發射組件優化設計方法，通過堆疊式發射組件設計方案提升了組件的功率密度，將空間波導功分合成網絡與組件盒體進行一體化加工集成，并采用空間合成與波導-微帶雙探針轉換組合方式，同時將多路功放模塊堆疊至功分合成網絡之上，充分利用了組件空間；在效率提升與動態優化部分，本文除了提升功放模塊、功分合成網絡的效率之外，在供電單元部分采用了“半橋LLC+雙同步Buck”為主功率拓撲的供電思路，半橋LLC 拓撲以及同步整流技術的應用極大程度上降低了供電損耗，同時創新性引入了“半橋LLC+雙同步Buck”的狀態軌跡控制策略，在負載突變時，通過采集諧振槽電感電流、負載電流與輸出電壓實現主拓撲的變頻轉換，從而實現了發射組件的動態性能優化。實測結果體現了本文提出的設計方法的優越性，具有較強的工程實踐價值。