微波光子信號同步及其在分布式相參雷達中的應用

潘時龍,章志健,王祥傳*,劉 熙,楊思豪,曹欣榮,王立晗,程 強,3,4,馬 叢,丁澤勇,郭德明,伍光新

(1. 南京航空航天大學 微波光子技術國家級重點實驗室, 江蘇 南京 211106) (2. 南京電子技術研究所, 江蘇 南京 210039; 3. 雷達探測感知全國重點實驗室, 江蘇 南京 210039) (4. 江蘇省探測感知技術重點實驗室, 江蘇 南京 210039)

0 引 言

戰場環境探測與感知是現代戰爭中敵我雙方博弈的焦點領域,對雷達等關鍵軍事電子裝備的性能提出了極高的要求。受到體積、重量和功耗等因素的限制,單平臺雷達的探測性能越來越難以提升。此外,由于單平臺雷達在空間維度上的單一性,它極易被定位和干擾,導致其在戰場上的生存能力受到嚴重威脅[1]。與此相對,分布式孔徑雷達通過布設多個獨立、分置的雷達單元,利用空間分集的方式對目標進行探測,實現了高性能雷達“化整為零”的結構改變。這種方式不僅顯著降低了雷達對平臺資源的需求,還為雷達提供了新的空間維度,從而提高了其可靠性、靈活性和抗干擾能力[2]。根據信號處理方式的不同,分布式孔徑雷達按工作體制可分為非相參體制和相參體制[3]。分布式非相參雷達采用數據級融合處理方式,可以實現信息的協同,但丟棄了信號相位等信息,對于提高雷達射頻相關性能的增益有限。而分布式相參雷達采用信號級融合處理方式,通過相參疊加,可有效提高系統的信噪比。例如,將N部雷達單元進行收發相參,理論上可將信噪比提升N3倍,從而顯著提升系統的探測威力與跟蹤能力。此外,分布式相參雷達還能將空間分置的天線合成龐大的虛擬孔徑,大幅提升系統的角分辨能力。

基于上述獨特優勢,自2003年美國林肯實驗室提出分布式相參雷達概念以來,分布式相參技術已成為現代雷達前沿領域的研究熱點。2004年和2005年,林肯實驗室分別進行了兩次全相參外場實驗,利用兩個分布式雷達單元成功對水塔、飛機和火箭等復雜目標開展了探測,實現了接收相參近6dB、全相參近9 dB的合成增益[4]。隨后,該實驗室又分別在2008年和2014年驗證了Ku波段和W波段分布式相參雷達的可行性和相參性能[5-6]。在國內,針對分布式相參雷達中的節點布陣方式、信號同步技術、相參處理方法、系統研制和性能評估等關鍵內容,北京理工大學[7]、南京航空航天大學[8-9]、清華大學[10]、南京電子技術研究所[11]、北京無線電測量研究所[12]等多家單位開展了廣泛研究,取得了一系列重要成果,成功驗證了分布式相參雷達的可行性和性能優勢。

然而,目前國內較為成熟的分布式相參雷達工程驗證大多集中在低頻段的地基雷達系統中,主要原因在于實現分布式相參雷達的物理基礎是平臺間信號的時間(時)、空間(空)、頻率(頻)、相位(相)同步,而隨著工作頻段和帶寬的增加,分布式相參雷達對信號時、空、頻、相的同步精度要求越來越高,使得傳統電學同步技術面臨著諸多難題。如：在有線同步方式中,電纜較大的傳輸損耗[13]限制了分布式相參雷達的布設范圍及靈活性,同時電纜的有限傳輸帶寬也制約了同步精度的進一步提升;而基于射頻無線的同步方式,則面臨射頻波束較寬和多徑干擾等問題[14-16],難以滿足高頻分布式相參雷達對高同步精度的需求。

相較于傳統電學技術,微波光子技術因其高頻、寬帶、低損耗和可并行處理等特點[17],在微波信號產生、傳輸、處理和測量等方面表現出了獨特的優勢,為分布式相參雷達的高精度時、空、頻、相同步需求提供了新的解決手段[18-20]。本文首先介紹了分布式相參雷達對信號時、空、頻、相同步的要求,然后闡述近年來面向分布式相參雷達的微波光子時、空、頻、相同步技術的研究進展,最后構建了原理驗證系統,驗證了微波光子分布式相參雷達的可行性,以期為分布式相參雷達的發展提供新的思路。

1 分布式相參雷達對信號同步性能的要求

圖1為微波光子分布式相參雷達的典型架構,包括中心節點和遠端節點。各節點之間通過光鏈路(光纖或者空間激光)連接,形成了一個微波光子時、空、頻、相同步和信號傳輸網絡,實現各個節點間的信號同步,為分布式相參探測提供物理基礎。

圖1 微波光子分布式相參雷達典型架構

為了達到接近理論極限的信噪比增益,必須保證各雷達單元在時、空、頻、相同步等方面嚴格滿足相參約束條件。式(1)為相參增益損失與時、頻、相同步誤差的關系[21]

(1)

式中：N為節點個數;B為信號帶寬;ΔTi與Δφi分別是時間和相位同步誤差。由式(1)可以看出,相參增益損失隨時、頻、相同步誤差的增加而增大。若要使相參增益損失不超過0.3 dB,其相位同步誤差應小于15°,時間同步誤差應小于0.16/B[22]。因此,為滿足高頻、寬帶分布式相參雷達的需求,亟需突破更高精度的時、頻、相同步技術。

在空間同步方面,為了獲得高角度分辨能力、抗干擾能力和抗毀傷能力,分布式孔徑雷達通常希望長的基線[23],這要求各雷達平臺間的空間基線測量具有大的測量范圍。此外,雷達天線的位置抖動以及雷達平臺間的相對運動將直接耦合到信號相干疊加時的相位抖動和變化中,導致相參增益降低。以X波段雷達為例,15°的相位同步精度需要毫米級精度的三維空間位置測量。因此,分布式相參要求空間同步技術兼具高精度和大范圍特性。需要注意的是,考慮到目標回波的相關性,分布式協同相參雷達對節點間基線長度有著以下典型約束[24-25]

(2)

式中：Φmax為最大約束相位偏差;λ為信號波長;R為目標到基線中心點的距離;L為目標垂直于視線方向的長度;θ為目標中心到基線中心連線與地面的夾角。因此,對空間同步范圍的要求需根據分布式相參的實際應用場景確定。

2 微波光子信號同步技術

2.1 微波光子相頻同步技術

在分布式相參雷達系統中,各雷達節點時鐘(本振信號)的相位和頻率穩定性至關重要。任何微小的抖動都可能引發探測信號及回波信號的相位誤差,從而直接影響到相參合成增益。因此,實現高精度的信號相頻同步是實現高性能分布式相參雷達的關鍵。

目前,基于微波光子學的信號相頻同步技術主要分為主動相位補償法和被動相位失真法兩類。主動相位補償法通過檢測在鏈路中往返傳輸前后的微波信號的相位差,并利用反饋控制器件實現對該相位差的補償。當前,常見的主動相位補償技術包括使用可調延時線和壓控振蕩器等進行反饋預補償[26-28]。圖2為基于可調光延時線主動補償方法的典型架構。在此方案中,中心節點的本振信號被調制到一個光載波上,經過可調光延時線使信號相位增加預補償值φ0后在光纖鏈路進行往返傳輸,鑒相器以中心節點參考源信號相位為基準,檢測回傳信號的相位變化,包括預補償值φ0和鏈路傳輸過程中的相位抖動值φ1。利用鑒相器輸出結果反饋控制可調光延時線對鏈路延時抖動進行預補償后送入單模光纖進行傳輸,從而使遠端節點接收信號的相位保持穩定。

圖2 基于可調光延時線主動補償的穩相架構

雖然主動相位補償法能夠提供較高的相位同步精度,但受限于補償器件范圍有限、速度慢等問題,難以適應動平臺場景下相頻參數變化劇烈的情況。

被動相位失真技術通過相位共軛實現相位抖動的預補償,進而實現相位同步,具有結構簡單、補償速度快、補償范圍不受限等優點。該技術通過將參考信號和攜帶有鏈路抖動信息的探測信號進行混頻,得到相位共軛信號后再次傳輸,從而實現信號相位抖動的被動消除。這種技術不需要使用復雜的主動補償器件、鑒相模塊和控制模塊等,更適用于靈活組網分布式相參雷達系統。

圖3為基于被動相位失真的光載射頻穩相技術的典型架構。首先,在中心節點處產生一個本振信號V1

V1=cos(ωt+φ0)

(3)

圖3 基于被動相位失真的穩相傳輸架構

式中：ω是信號的角頻率;φ0是初始相位。該本振信號被分成兩路,一路經過分頻器獲得頻率為ω/2的輔助信號Va

(4)

該輔助信號Va再次被分為兩路,一路通過電光調制器調制到光載波上,經過光鏈路傳輸到遠端。在遠端節點,接收到的光信號由光電探測器探測后調制到另一個光載波上以進行波長轉換。隨后,調制光信號通過同一光鏈路反向傳輸回中心節點。在中心節點,利用光電探測器將回傳的光信號轉換成電信號Va,r

(5)

此時,該電信號中攜帶了鏈路往返傳輸時引入的鏈路延時及其抖動信息τ。

在中心節點,本振信號的另一路與輔助信號的另一路混頻后獲得信號V2

(6)

信號V2與Va,r混頻后得到預失真信號V3

V3=cos(ω(t+τ)+φ0)

(7)

將預失真信號調制到光載波上并傳輸到遠端節點,消除掉鏈路抖動,在遠端節點即可獲得與中心節點本振信號相位完全一致的信號V4

V4=V1=cos(ωt+φ0)

(8)

南京航空航天大學基于上述架構[29],在20 km的光纖中成功傳輸6 GHz射頻信號,實現了小于1.17 ps的相位抖動。相比之下,未使用該方法時的相位抖動大于41 ps。西南交通大學提出了一種基于雙驅動MZM的光鏈路被動穩相傳輸方案[30],利用該方案在50 km單模光纖上實現了10 GHz射頻信號的穩定傳輸,10 h內相位抖動均方根(RMS)為0.82 ps。隨后,該團隊又提出了一種單激光器被動相位穩定射頻傳輸方案[31],由于抑制了非相干瑞利散射噪聲,該方案顯著提高了系統穩定性;在50km單模光纖上傳輸5 GHz射頻信號時,與沒有處理非相干瑞利散射噪聲的情況相比,新方案在10 kHz偏移處的單邊帶調制相位噪聲降低了10.9 dB。同時,在1×104s內,相位抖動均方根僅為1.12 ps。

當分布式雷達節點數量增多時,上述點對點的穩相技術難以進一步滿足需求。為此,南京航空航天大學提出了一種基于偏分復用的多節點本振信號穩相傳輸方法[32]。如圖4所示,在中心節點,原始信號被分為兩路,其中一路信號經過二分頻后由雙偏振馬赫-曾德爾調制器調制到光載波的X偏振態上,并將其作為探測信號往返傳輸。返回中心節點的探測信號經過濾波后和原始信號進行混頻生成預失真信號。隨后將預失真信號調制到Y偏振態上分發給遠端節點。在遠端節點,將前向和后向傳輸光信號分離。前向傳輸的預失真信號調制到Y偏振態上,后向傳輸的探測信號調制到X偏振態上。光載波通過檢偏器后經光電探測器恢復得到兩個頻率相同(原信號二分之一)、相位抖動互補的信號,這兩個信號混頻后理論上將完全消除相位抖動,從而得到相位穩定的信號。利用該方案將5 GHz射頻信號傳輸到10 km和15 km兩個節點處時,RMS定時抖動分別為1.09 ps(約0.03 rad)和1.59 ps(約0.05 rad)。

圖4 基于偏振復用的多節點被動穩相傳輸架構

綜上所述,微波光子被動相位失真技術得益于簡單的系統結構、高響應速度和不受限制的補償范圍等優勢,有望為分布式相參雷達提供高精度的相頻同步手段。

2.2 微波光子時間同步技術

信號級相參合成要求不同雷達單元收發的信號在時間上實現精準對齊,這就需要各雷達單元必須基于統一的時間基準進行操作。目前,在分布式相參雷達中,根據信號傳輸手段可將常用的時間同步技術大致分為兩類：基于無線射頻鏈路和基于激光鏈路。在無線射頻鏈路的時間同步方案中,通過微波雙向比對技術,可以在大范圍內實現節點間的時間同步。這種方案具有靈活可重構組網的優勢,但其同步精度易受波束寬度和多徑效應影響;作為此類技術的代表,衛星授時系統能夠為分布式網絡提供廣域覆蓋的時間同步服務。但受限于環境(溫度、電離層變化、多徑等)的擾動,其同步精度只能達到ns量級[14-16]。相比之下,基于激光鏈路的時間同步技術具有窄波束、大帶寬、低損耗等優勢,能夠實現更高時間同步精度,是滿足寬帶分布式相參雷達時間同步需求的有效技術途徑。具體方法包括單向時間環回法與雙向時間對比法。

單向時間環回法直接通過光鏈路將時間信號分發至遠端節點。該方法通過實時測量時間信號從中心節點到遠端節點的傳播時延[33],在中心節點進行時延補償,使時間信號穩定地分發至遠端節點。圖5為單向環回時間同步系統的典型架構。首先由中心節點時鐘生成兩個1PPS信號,一個信號被送入近端的時間間隔計數器,而另一個則用于調制波長為λ1的光信號,隨后該信號經由波分復用器傳送至遠端節點。在遠端節點,時間信號由解調器提取出來作為時間基準,并再次被調制到波長為λ2的光信號上,回傳到中心節點。中心節點的時間間隔計數器測量往返時延后,對傳輸時延進行精確補償,保障遠端節點時間基準的穩定性。

圖5 基于單向環回法的時間同步系統架構

基于單向時間環回法,波蘭克拉科夫AGH科技大學采用兩個互補AMS-0.35 μm CMOS工藝制造的電延時線,對鏈路時延漂移進行了實時補償,在60 km的光纖鏈路中實現了12 ps的峰峰時間同步殘余波動[34]。清華大學和中國計量科學研究院將時間信號與9.1 GHz微波信號調制到不同波長上,并通過波分復用技術經由同一光纖傳輸。他們在中心站補償傳輸引起的噪聲,最終實現了80 km傳輸距離下50 ps的時間同步精度[35]。上海光機所進一步將時間和頻率信號調制到同一個光載波上,其中時間信號通過相位調制,而頻率信號通過強度調制,并在中心節點控制光學延遲線主動補償鏈路中的時延漂移噪聲,在110 km的光纖鏈路上實現了小于120 ps的峰峰值時間漂移[36]。南京航空航天大學基于微波光子相推法在公里量級的大氣信道鏈路上實現了精度優于0.1 ps的時延測量和實時補償。該鏈路無需額外的硬件,所用器件帶寬僅為10 MHz。研究團隊結合動態卡爾曼濾波有效地抑制了由大氣湍流引起的測量誤差。在閉環控制時,系統時間抖動為0.11 ps,時間抖動的標準偏差為0.28 ps[37]。盡管單向環回法具有結構簡單的優勢,其遠端時間信號的穩定性高度依賴鏈路的穩定性,且同步性能受補償器件的范圍和精度限制。

雙向時間對比法的原理如圖6所示。在該技術中,兩地都有參考時鐘,其同步性能受鏈路時延波動影響較小,拓展性較強。以1PPS時間信號為例,設定全域時間基準下中心節點A時鐘發出時間信號的時刻為t1,遠端節點B時鐘發出時間信號的時刻為t2,則兩端的鐘差ΔT=t2-t1,代表著B端時鐘滯后于A端時鐘的值。

圖6 基于雙向時間對比時間同步原理圖

為方便表達,假設兩端采用同樣的設備,此時可認為兩端信號發生器的發送時延和時延解算模塊的接收時延是同一固定值,并可通過初始不對稱性標定校準。令時間脈沖信號從A端發射到B端所需要的時間為τA,從B端發射到A端所需要的時間為τB,則在該基準下發射端和接收端同時進行絕對時延測量的結果分別為

(9)

式中：τAB、τBA為傳輸路徑時延。由于初始鐘差固定,且雙向傳輸鏈路具有對稱性,可認為τAB=τBA,則兩端鐘差可表示為

ΔT=(τA-τB)/2

(10)

將A端測量到的時間間隔值τB傳至B端,在B端計算便可得到鐘差。隨后,在B端對該鐘差進行補償即可實現兩端的時間同步。

圖7為典型的微波光子雙向對比時間同步系統架構。首先,A、B端時間信號經過時延調節后由光發送模塊發送至另一端。兩端采用不同的光波長,以減少后向散射與端面反射的影響。隨后,時間信號經光電轉換后,與本地時間信號送入時間間隔計數器,解算出兩端接收時延差。最后,將A端時延差信息傳輸到B端,在B端解算出兩端鐘差后,通過調節時延模塊補償鐘差,實現兩端時間同步。

圖7 基于雙向對比法的微波光子時間同步系統結構

基于雙向時間對比法,上海交通大學吳龜靈團隊結合時分復用技術在實驗室13 134 km等效長度的光纖鏈路上實現了穩定度優于30 ps的時間同步[38]。隨后,該團隊又基于波分復用時頻同傳技術,在62 km的光纖鏈路上實現了時頻同時傳輸,時間同步精度達到3.5 ps/s[39]。中國科學院國家授時中心利用超窄激光器產生傳輸信號,并引入色散誤差修正機制,在1 085 km的光纖鏈路中實現了18 ps的時間同步標準差[40]。

在雙向對比時間同步技術的研究中,光頻梳憑借其在頻域和時域都具有極高的穩定性,可作為高穩定的時間基準受到廣泛關注。美國國家標準與技術研究院的Jean-Daniel等[41]在2015年首次結合線性光學采樣技術,實現了基于光頻梳的時間同步,其系統架構如圖8所示。該系統利用不同重頻光頻梳之間脈沖的周期性干涉實現飛秒級時延差測量進而提高時間同步精度：首先分別測量出近、遠端節點本地頻梳與傳輸頻梳的鐘差,然后實現基于雙向時間對比的鐘差解算,最終在遠端節點通過10 Hz帶寬的比例積分控制器反饋控制調節時延,使得兩端時間同步。兩天內4 km空間鏈路的時間漂移僅40 fs;而在6 500 s時間內,該漂移甚至低于1 fs。四年后,該團隊結合色散補償技術與多普勒抑制算法,使用裝載24 m/s高速掃描延時線反射光路的四軸飛行器,在4 km空間鏈路內實現了1 fs的時間同步標準差[42]。中國科學技術大學也采用光頻梳線性采樣方案,在16 km自由空間鏈路中實現了優于10 fs的時間比對精度[43],隨后利用兩對線性采樣系統在113 km空間鏈路中實現了優于0.5 fs/30 s的時間比對精度[44]。基于光頻梳的時間同步因具有極高的精度,非常適合基于空間激光鏈路的同步場景。但當這項技術被應用于光纖鏈路時,其性能會受色散等因素影響,優勢難以發揮。

圖8 基于線性光學采樣的時間同步系統架構

2.3 微波光子空間同步技術

在分布式相參雷達系統中,天線空間位置的變化將直接耦合到相位同步誤差中,降低雷達的相參增益。因此,精準地獲取各單元雷達天線的空間位置是實現高相參增益的前提。目前能實現高精度三維空間位置測量的技術主要包括激光測距技術、全球導航衛星(GNSS)[45]技術等。

由于激光光束定向性強、波長短等優勢,激光測距技術的典型測量精度可達±0.3 μm/m。為實現高精度空間位置測量,目標角度信息的精準測量同等重要。但目前激光測距類儀器的測角精度(典型值±0.5″)較低,測距精度與測角精度還難以匹配,極大限制了對目標的定位性能。為解決這一問題,可以使用激光多邊法對物體的位姿狀態進行測量。激光多邊法同時使用多臺激光跟蹤干涉儀組網測量目標物體的姿態,如圖9所示。利用四個已知坐標的測量基站(A,B,C,D),只要測出PA,PB,PC,PD四個長度就能夠求解待測天線P的三維位置坐標。天津大學基于獨立式雙軸驅動方法研制了一種4路的激光跟蹤三維坐標測量系統[46],實現了平均值約2.4 μm的三維坐標測量誤差;中國計量科學院基于激光多邊法研制出一種坐標測量誤差優于8.9 μm的測量系統[47]。激光多邊法測量精度主要受限于其測量基站的數量。而當測量基站數量增加時,系統參數標定和計算復雜度也隨之增加,導致系統結構復雜、成本高昂。此外,在強光照射或大氣污染等惡劣天氣影響下,激光測距的測量精度和穩定性會嚴重下降。

圖9 基于激光測距的空間位置測量原理

基于GNSS的空間位置測量技術,是通過導航衛星將它們的軌道信息編碼到信號中并廣播,地面接收站捕獲這些信號后,通過解算獲得衛星的精確位置以及地面目標與衛星之間的準確距離,從而得到目標在三維空間中的位置信息。該技術以其高精度、良好的穩定性和無累積誤差等特點,成為了一種可靠且有效的空間位置測量方法。

為提高測量精度,GNSS空間測量系統通常采用差分技術來消除衛星軌道誤差、電離層和對流層延遲等對載波相位的影響。目前,差分技術主要分為載波相位雙差模型和單差模型。雙差模型通過對單差模型進行二次差分,進一步消除了不同天線接收機之間的傳輸時延。然而,受限于衛星的幾何分布不均勻,雙差模型對于垂直方向上的位移變化量不夠敏感,其垂直方向的測量誤差是水平方向的三到五倍。通常情況下,基于雙差模型的GNSS空間測量技術在測量精度上僅能達到厘米量級。為拓展測量范圍,GNSS空間測量系統將各天線接收到的導航信號通過電纜或光鏈路傳輸至接收機進行載波相位提取。電纜由于傳輸損耗大,會大大限制系統的測量范圍。相比之下,通過低損耗的光鏈路可以實現更大范圍的空間基線測量。此外,由于光鏈路可以實現大范圍傳輸時延的實時監測,采用單差算法即可結算三維坐標,并有效解決傳統雙差技術在垂直方向精度不足的問題。

在載波相位單差模型中,原始載波相位觀測方程為

(11)

通過對不同天線處的載波相位觀測量進行差分運算,可以得到載波相位單差模型

(12)

(13)

圖10 基于GNSS的空間位置測量原理

接收機鐘差可通過在接收機做共時鐘處理而消除,由此可得到單差后的載波相位為

(14)

令觀測到的衛星數量為N,我們得到單差模型的矩陣表達式為

λΔφij-LBi=SkbT+λΔNij

(15)

圖11 基于線性調頻光時延測量的GNSS空間同步系統

綜上所述,基于激光測距的同步方案測距精度高,但需要高精度、高穩定的空間激光建鏈,同時,多節點的位置解算對硬件資源也提出了極高的要求。而基于光載GNSS三維基線測量技術對硬件要求低,并可自由組網,有望實現高精度、大范圍、任意節點的空間同步。

3 分布式相參雷達性能驗證

為了驗證分布式相參探測的性能,本文構建了一套基于微波光子技術的寬帶分布式相參探測原理驗證系統。該系統工作于X波段,具有2發2收的結構。其中,發射單元利用微波光子倍頻技術生成瞬時帶寬為4 GHz的探測信號,接收單元采用微波光子去斜接收技術對回波信號進行接收處理。待測目標設置為直徑為5 mm的螺栓。根據初始參數估計的結果,調整兩個雷達單元發射信號的時延和相位,讓多個發射波形同時、同相地照射目標,實現發射相參。隨后對兩單元接收信號進行相參接收,實現收發全相參,從而進一步提升信噪比。

圖12為發射相參和全相參模式下雷達去斜接收的結果。在發射相參模式下,回波信噪比較單部雷達提升了5.93 dB;在收發全相參模式下回波信噪比較單部雷達提升了8.82 dB,非常接近理論值6 dB和9 dB。

圖12 相參模式下去斜信號的頻譜

在相參雷達成像方面,清華大學的研究團隊對微波光子分布式相參雷達系統進行了距離多普勒成像的實驗驗證[19]。在實驗中,將三個角反射器以10 cm間隔均勻擺放,分別測試了兩個雷達單元在單站模式、發射相參模式及全相參模式下的成像結果。結果顯示,在發射相參模式下,回波信噪比有所提升,距離雷達發射機最近的角反射體可以被明顯探測到,但另外兩個角反射體的成像結果較為模糊。當雷達工作在收發全相參模式時,回波信噪比得到了進一步提升,可在成像結果中清晰分辨三個目標。

4 結束語

本文對分布式相參雷達及其所需的時、空、頻、相信號同步技術進行了總結與分析。針對高頻段分布式相參雷達系統對時、空、頻、相同步精度的高要求,重點探討了微波光子測量與同步技術?；诠鈱W系統波束細、帶寬大、傳輸損耗低和并行處理等特點,微波光子技術為高精度時、空、頻、相同步提供了可行的解決途徑。其中,微波光子主/被動穩相傳輸、微波光子時間同步、高精度激光測距以及光載GNSS三維基線測量等關鍵技術已在精度和作用距離上展現出了獨特優勢,可為分布式相參探測,尤其是高頻段雷達的分布式相參,提供關鍵支撐。值得關注的是,隨著分布式相參技術在天基、空基、?；葎悠脚_上拓展應用,微波光子技術的高速同步能力也有望發揮重要作用。