智能功率模塊驅動的反激式開關電源優化設計

高 源， 陳 卓， 郝正航， 吳欽木

（貴州大學電氣工程學院，貴陽 550025）

0 引 言

電子技術的快速發展使智能功率模塊（IPM）在各個領域的應用愈發廣泛。IPM是智能化的絕緣柵雙極晶體管（IGBT）模塊，擁有雙極性結型晶體管（BJT）與金屬氧化物半導體場效應晶體管（MOSFET）優點的同時還集成了邏輯、控制、檢測、保護等功能，也是一種先進的功率開關器件［1］。電源是IPM 的核心部分，傳統的線性穩壓電源由于體積較大、效率較低、可靠性較差等缺點，已經無法滿足IPM的使用需求。開關電源具有效率高和輸出穩定等特點，能將標準電壓轉換為電子設備所需的各種電壓，逐步發展為IPM 不可或缺的驅動電源［2］。同時，為了保證IPM 工作電壓的正常隔離，對于常規輸入電壓的小功率開關電源，反激式拓撲最為常見［3］。

目前反激式開關電源的研究多集中于電磁干擾（EMI）濾波電路、鉗位電路等。姚林杰等［4］利用共模電感方法設計了EMI 濾波器的磁芯。李林鴻等［5］給出了鉗位Flyback變換器各元件參數的設計方法。高夢瑩等［6］給出了鉗位電路參數設計范圍。張鵬宇等［7］總結了高頻變壓器的優化設計方法。王一鳴等［8］在變壓器副邊輸出接入Buck 電路，優化了交叉調整率。王強等［9］在仿真中對控制芯片采用模擬的供電電壓（VCC）進行供電，但實物需要提供獨立電源。張玉梅［10］、練新平［11］的研究表明，直流電壓經過大阻值的阻容電路后由變壓器饋電繞組為控制芯片供電，在供電電路轉換期間控制芯片供電電壓下降，從而影響電源的輸出電壓，輸出穩定性不高。

基于上述情況，對反激式開關電源中脈沖寬度調制（PWM）控制芯片供電電路進行優化，以提高芯片供電穩定性、電源輸出響應速度，縮短穩定輸出所需時間，驅動IPM，使其進行正常逆變。

1 IPM供電系統及反激式開關電源結構設計

IPM供電系統結構如圖1 所示。反激式開關電源輸出四路直流電壓。內部控制芯片提供一路直流電壓，為IPM驅動供電，IPM利用電源輸出的一路直流電壓逆變得到交流電壓。

圖1 IPM供電系統結構

反激式開關電源結構如圖2 所示，由前置電路、開關變換電路、反饋電路以及PWM控制電路組成。

圖2 反激式開關電源結構

電網交流電壓經EMI濾波電路減少干擾，再經輸入整流濾波電路變為直流電壓。在功率開關管關斷期間高頻變壓器一次側會存有大量的能量，為保護電路，需要在一次側加入鉗位電路。同時，由于工作過程中可能遇到輸入電壓波動導致的輸出電壓不穩定現象，因此需在輸出端加入反饋電路，將反饋信號送至PWM控制電路來控制PWM占空比，使輸出電壓穩定。

2 反激式開關電源工作原理

反激式變換器有變壓器與電感的雙重功能，其結構如圖3 所示。控制芯片輸出PWM 信號至MOSFET的柵極，當PWM信號處于高電平時，MOSFET導通，整流二極管D反向截止，T相當于一個純電感，電能存儲在一次側線圈Np中，由電容C向負載放電。當PWM信號處于低電平時，MOSFET 截止，繞組電壓反向，反激電壓使整流二極管D導通，一次側線圈存儲的能量傳送到二次側繞組Ns，提供負載電流，同時給電容C充電［12］。

圖3 反激式開關電源拓撲結構

3 反激式開關電源電路設計

3.1 設計指標

IPM驅動電壓范圍為（15.0 ±1.5）V，為避免地線噪聲干擾，驅動電壓需相互隔離。因此，設計指標如下：輸入交流電壓為（220 ±22）V、50 Hz，輸出直流電壓為15 V，波紋系數小于2%，功率P為60 W，開關頻率f為10 kHz，占空比小于80%，輸出精度小于±2%。

3.2 前置電路設計

傳統前置電路只包含輸入整流濾波電路，如圖4中B部分所示，電網交流電壓直接接入會帶來電磁干擾問題，而放置濾波器是抑制電磁干擾的主要措施［13］。因此，在電網交流電壓與輸入整流濾波電路之間增加EMI濾波電路，如圖4 中A 部分所示，能有效抑制電磁干擾。

圖4 前置電路

T1 是共模扼流圈，對共模信號有很強的阻尼，具有削弱共模電流的作用。L1和L2構成差模扼流線圈，C14、C15為干擾電流提供回流通道，用于消除差模干擾。C17、C18串聯接在輸出端，中點接地，能有效抑制共模干擾。R5、R6為泄放電阻，用于釋放C17和C18上積累的電荷，避免對濾波效果造成影響。C19為整流濾波電容。輸入整流濾波電路選用橋式電路，一般根據流過的電壓和電流大小來選擇二極管，即：

式中：UBR為整流電路的反向擊穿電壓；Uin（max）為最大輸入交流電壓。最大輸入交流電壓為250 V，因此需選擇耐壓值大于442 V的整流橋。設輸入的有效電流為IRMS，整流橋的額定有效電流為IBR，應當要求IBR≥IRMS，IBR計算式為

式中：Uin（min）為最小輸入交流電壓，取200 V；η 為效率，取90%；cos φ為功率因數，取0.9。計算得到IRMS為0.37 A。選擇時應留出一定的裕量，所以選擇整流管型號為1N4007/1 A/1 kV。

3.3 PWM控制電路及其供電優化設計

PWM控制電路由控制芯片供電電路和控制芯片外圍電路組成，采用產生固定頻率PWM 波的控制芯片UC3842，其集成了振蕩器、PWM 鎖存器、欠壓鎖定等電路，供電電壓范圍為12 ～28 V，最大輸出電壓不超過34 V，最大峰值輸出電流為1 A，內部有穩定度較高的5 V直流參考電壓可供外部電路使用，是開關電源電路中驅動MOSFET的理想器件［14］。

PWM控制電路中控制芯片的供電電路設計目前有2 種方法：①在仿真中使用模擬的供電電壓（VCC）直接供電，雖能使芯片快速啟動，但在實物制作中需提供一獨立于設計本身的供電電源代替VCC，使反激式開關電源的整體性和統一性不足；②原理圖如圖5 所示，直流電壓先通過阻容電路為控制芯片7 引腳提供啟動電壓，芯片啟動后再由變壓器饋電繞組接替供電。方法②對阻容電路中電阻阻值選取要求較高，阻值過大會造成芯片不能正常啟動，過小會導致流過電阻的電流過大，使功耗過大，造成整體電路功率下降。此外，當電路未達到穩態時，饋電繞組無法直接給芯片供電，電阻提供的電流不足以使芯片持續正常工作［15］，電容電壓下降，在阻容電路與變壓器饋電繞組供電轉換時，供電電壓會出現波動，從而影響反激式開關電源的電壓輸出，在控制芯片供電電壓下降時也隨之降低，電壓穩定性較差。

圖5 優化前供電電路

基于上述情況，對PWM 控制芯片供電電路進行了優化設計，如圖6 所示。前置電路輸出的直流電壓經過變壓器降壓濾波后由三端穩壓器將電壓穩定在18 V，直接為芯片供電。降壓后電壓在電阻R上產生電流使發光二極管（LED）發光，檢測流過三端穩壓器的電流是否在允許范圍內。

圖6 優化后供電電路

芯片外圍電路包括振蕩電路、電流取樣電路、補償電路，如圖7 所示。圖中，1 引腳為誤差放大器補償（COMP），2 引腳為電壓反饋（VFB），3 引腳為初級繞組電流感應（ISENSE），4 引腳為振蕩器固定頻率設置（RT/CT），5 引腳為模擬地（GND），6 引腳為MOSFET柵極驅動端（OUT），7 引腳為控制芯片電源（VS +），8引腳為參考電壓（VREF）。

圖7 芯片外圍電路

振蕩電路中R12和C20決定PWM鎖存器輸出脈沖信號的頻率。電流取樣電路用于采集流過MOSFET的電流并限流，檢測以電壓的形式表現，當取樣端電壓大于1 V時，芯片內部的PWM 鎖存器關閉，MOSFET也隨之關斷，電源處于間歇工作狀態。補償電路用于改善放大器的動態響應，提升開關電源的穩定性。R13為功率開關管的關斷提供電流回路。

3.4 開關變換電路設計

開關變換電路包括鉗位電路、高頻變壓器T2、MOSFET、輸出濾波電路，主要實現對帶有功率的直流高壓進行斬波調制的作用。原理圖如圖8 所示。

圖8 開關變換電路

鉗位電路由電阻R4、電容C7及二極管D1組成，用于限制MOSFET關閉時在變壓器一次繞組上產生的尖峰電壓，吸收變壓器的漏感能量，防止擊穿MOSFET。鉗位電路中電阻和電容的選擇十分重要，電容C7決定電壓尖峰，因此選擇高頻特性較好的聚丙烯（CBB）電容。電阻R4消耗吸收的能量，若電阻值太小，其消耗能量速度快，則降低電源效率。二極管D1選用反向恢復時間短的快速恢復二極管，為避免干擾誤觸內部驅動，輸出濾波電容值不宜太大，同時由于開關電源的開關頻率較高，因此輸出濾波電容選擇高頻電解電容器。

3.5 反饋電路設計

反饋電路由可調分流基準穩壓器和線性光耦構成，如圖9 所示。穩壓器輸出電壓由外部電阻R17和R18控制。線性光耦由發光二極管和光電三極管組成，電信號輸入時驅動發光二極管發光、光電三極管導通產生光電流，再經放大后輸出，實現輸入信號與輸出信號的隔離。輸出電壓經過采樣電阻R17和R18分壓，控制穩壓值。輸出電壓增大時，采樣電壓升高，穩壓器的穩壓值升高，流過光耦中發光二極管的電流減小，發光度減弱，流過光電三極管的電流減小，輸出的反饋電壓也減小；反饋信號送到控制芯片的1 引腳后經過PWM鎖存器，輸出脈沖寬度變窄，占空比變小，MOSFET 導通時間減少，輸出電壓隨之下降，達到穩壓目的。反之亦是如此。

圖9 反饋電路

4 仿真與實驗驗證

4.1 PWM控制芯片供電電路優化前后對比

控制芯片供電電路優化前芯片供電電壓及電源輸出電壓波形如圖10 所示。以一路電源輸出電壓波形為例，優化前直流電壓使阻容電路中電容電壓升至18.00 V，此時饋電繞組還未接替供電，電阻提供的電流無法使控制芯片穩定工作，電壓持續下降但不低于16.76 V。13.25 ms 時供電轉換，由饋電繞組供電；14.00 ms左右時電源輸出電壓下降，饋電繞組供電電壓上升至18.00 V后電源輸出電壓隨之上升至較為平穩狀態。

圖10 優化前各電壓波形對比

優化后控制芯片供電電壓及電源輸出電壓波形如圖11 所示。直流電壓經過變壓器降壓后穩壓器將其穩定在18.00 V，直接為芯片供電。芯片啟動后電源輸出電壓開始上升，約5 ms 時達到15.01 V 穩定值，誤差為0.04%，小于2%，滿足設計要求。在同一時間內，優化后供電電壓未下降，波形平穩，電源輸出電壓亦未出現較大波動，穩定性較好。

圖11 優化后各電壓波形對比

4.2 控制芯片電流檢測與振蕩波形

優化后控制芯片供電電路為芯片7 引腳提供18.0 V啟動電壓，芯片工作穩定，電流檢測波形如圖12 所示，振蕩波形如圖13 所示。芯片啟動時電流檢測端電壓在0.8 V左右浮動，5 ms后達到穩定，與電源輸出穩定時間一致且滿足限制在1.0 V 內的要求，表明檢測電路工作穩定可靠。鋸齒波相鄰波峰間時間差為9.95 μs，即周期為9.95 μs，因此振蕩器頻率為10 kHz，滿足設計要求。

圖12 電流檢測波形

圖13 振蕩波形

4.3 電源輸出電壓波紋

電源輸出電壓波形見圖11，其輸出電壓波紋如圖14 所示，5 ms時電壓波紋與輸出電壓共同達到穩定，電壓波紋峰峰值（即一個周期內波形最高值和最低值之間的差值）為35 mV，可得紋波系數為0.23%，滿足指標要求。

圖14 輸出電壓波紋

4.4 控制芯片輸出脈沖實驗驗證

控制芯片占空比及振蕩頻率可由示波器檢測輸出脈沖觀測，如圖15 所示。輸出電壓為16.4 V，占空比為73.35%，小于80%，頻率為10.04 kHz，均滿足指標要求。

圖15 控制芯片輸出脈沖波形

4.5 電源輸出實驗驗證

反激式開關電源輸出直流電壓波形如圖16 所示（以一路波形為例），輸出直流電壓為15.2 V，誤差為1.3%，小于2%。電壓波紋峰峰值為600 mV，有效值為212 mV，可得波紋系數為1.4%，小于2%。實驗所得數據與理論設計間存在的誤差受環境及儀器測量等方面影響，但均在設計指標范圍內，誤差可接受。

圖16 電源輸出直流電壓波形

4.6 IPM逆變實驗驗證

反激式開關電源為IPM驅動供電后，使用一路15 V直流電壓進行逆變。IPM逆變結果如圖17 所示，交流電壓峰峰值為22.40 V，有效值為7.92 V，受實驗環境及儀器影響，與理論逆變有效值7.50 V相比誤差在允許范圍內。實驗驗證了該反激式開關電源能正常驅動IPM，IPM逆變正常。

圖17 IPM逆變輸出

5 結 語

以UC3842 芯片為PWM控制芯片，對其供電電路進行了優化，使其供電電壓波形穩定。實驗表明，PWM控制芯片供電電路改進后的反激式開關電源輸出電壓準確度較高，電壓穩定性良好，能驅動IPM 正常逆變，滿足設計要求。