三電平CLLLC諧振變換器的變頻移相混合控制策略

摘 要：三電平 CLLLC 諧振變換器因功率開關管承受電壓應力低、功率密度大、軟開關范圍廣的特點而聞名，但同時也存在啟動電流過大、可調輸出電壓范圍窄等問題。本文以正反向結構完全對稱的三電平CLLLC諧振變換器為研究對象，詳細分析了該拓撲結構的工作原理及其增益特性；在此基礎上研究三電平CLLLC諧振變換器的軟啟動控制策略和變頻控制（pulse-frequency modulation， PFM）升壓、變頻移相混合控制（pulse-frequency modulation+phase-shift modulation， PFM+PSM）降壓的混合控制策略；最后通過Matlab/Simulink仿真驗證本文所研究控制策略的有效性。仿真結果表明：本文研究的軟啟動控制能有效抑制啟動階段的電流過沖，變頻加移相的混合控制策略能保證在寬輸出電壓范圍的條件下滿足開關管軟開關特性，并且在模式切換和負載切換下都擁有較好的動態性能。

關鍵詞：三電平CLLLC諧振變換器；輸出電壓寬范圍；軟啟動；混合控制

中圖分類號：TM46 DOI：10.16375/j.cnki.cn45-1395/t.2024.04.011

0 引言

當今時代具有清潔環保、節能高效等顯著優點的新能源汽車迅速發展，車載充電機作為新能源汽車的核心器件，對其進行研究至關重要。諧振變換器具有高功率密度和寬范圍軟開關的特點，被廣泛用于車載充電機。為了更好適應新能源汽車未來的高壓大功率快充電池系統，本文研究車載充電機的三電平CLLLC諧振變換器拓撲結構[1-3]。

CLLLC諧振型雙向DC/DC變換器結構是由傳統的LLC諧振變換器演變而來，無論是正向還是反向運行，都可近似為傳統的LLC諧振變換器，可以充分利用LLC諧振變換器的分析方法與技術手段，對 CLLLC 諧振變換器的工作機理和特性展開研究[4-5]。由于車載充電機的工作電壓較高且范圍較廣，為了降低開關器件的電壓應力，引入三電平技術。盡管三電平CLLLC諧振變換器結構比較復雜，但三電平技術開關管承受的電壓應力為傳統兩電平的一半[6]。針對諧振變換器在啟動階段諧振電流的過沖現象，文獻[7]引入了移相軟啟動，該設計可以在較寬的輸入電壓范圍內保持穩定的輸出電壓，有效地降低了啟動電流，但該方法不能實現軟開關，降低了變換器的效率。文獻[8]提出一種降頻恒占空比的軟啟動控制策略，諧振電流峰值雖有所降低但仍然較大。文獻[9]提出復合控制策略軟啟動，占空比由0開始增加，工作頻率從最大開關頻率下降到諧振頻率，該方法能大大抑制電流浪涌，但該方法的啟動時間較長。文獻[10]基于狀態平面分析法對諧振變換器設計一種新型軟啟動控制策略，該方法能有效抑制諧振電流過沖且保證軟開關，但實現起來較為復雜。為滿足變換器寬輸出電壓增益要求，文獻[11]提出了變頻-移相自主切換的混合控制方式，通過調節變換器的頻率使得變換器升壓輸出，通過調節變換器的移相角使得變換器降壓輸出，系統采用移相控制，但諧振變換器移相工作下的效率較低。文獻[12]提出了一種3級混合控制策略：低增益區間采用突發控制，中間增益區間采用移相控制，高增益區間采用調頻控制，但突發控制和移相控制切換點難以調控，諧振變換器容易失去軟開關。文獻[13]提出了新的控制方法，在整個控制范圍內保持頻率升高的同時進行移相角的變化，但在低頻段也加入移相會降低變換器總體效率。

綜合上述分析，本文在降頻升占空比的基礎上，使輸出參考電壓緩慢上升至給定值，該方法可降低輸出電壓增益的變化率，使啟動階段諧振電流浪涌進一步降低。并且為滿足諧振變換器在寬輸出電壓范圍的前提下高效運行，研究了一種新的混合控制策略。當變換器低于諧振頻率時，采用變頻控制（pulse-frequency modulation， PFM）；高于諧振頻率時，采用變頻移相混合控制（pulse-frequency modulation+phase-shift modulation， PFM+PSM），該方法既拓寬了輸出電壓增益，又由于在高于諧振頻率變頻的同時加入移相，比定頻移相的損耗小，從而提高了變換器的效率。最后通過仿真實驗證明了本文研究混合控制策略的可行性與有效性。

1 拓撲結構及工作原理

三電平CLLLC諧振變換器電路拓撲圖如圖1所示，包括半橋三電平逆變橋結構、諧振網絡、半橋三電平整流橋結構3個部分。其中半橋三電平采用的是由鉗位二極管（D）、飛跨電容和功率開關管（S）組成的NPC結構；諧振變換器的輸入電壓為Uin；輸入側和輸出側的諧振電感分別為L1、L2；輸入側和輸出側的諧振電容分別為C1、C2；變壓器的匝比為N；變壓器的勵磁電感為Lm；拓撲結構的正反向完全對稱使諧振變換器在正反方向運行的控制方式可以保持一致。本文以三電平CLLLC諧振變換器正向運行并處于PFM工作方式為例進行分析。

在圖1的一次側半橋中，S11比S12提前關斷但兩者同時導通；S14比S13提前關斷但兩者同時導通；S11與S14互補導通；S12與S13互補導通。因此，一次側半橋輸出3種電壓狀態：0，+Uin/2，-Uin/2；三電平半橋也因此而得名。二次側開關管采用不控整流，分析三電平CLLLC諧振變換器的運行狀態。通過分析開關頻率fs與諧振頻率fr這兩者之間的關聯，可將三電平CLLLC諧振變換器的運行狀態分為3種：欠諧振運行狀態（fs<fr）、準諧振運行狀態（fs=fr）以及過諧振運行狀態（fs>fr）。圖2為三電平CLLLC諧振變換器在3種運行狀態下的工作波形圖。

以欠諧振運行狀態為例，分析運行狀態的工作模態（見圖3），t表示運行時間。由于正半周期和負半周期對稱，故只對前半個周期的具體工作模態進行分析。

1）模態1[t0，t1）：如圖3（a）所示，在該模態中，一次側開關管S11—S14均未開通，一次側電流經過S12和S13的反并聯二極管和鉗位二極管D12續流，飛跨電容C13充電，諧振電流值和勵磁電流值大小相等，變壓器不傳輸能量，副邊無輸出電流，負載獲得的電壓由輸出電容C21和C22提供。

2）模態2[t1，t2）：如圖3（b）所示，在該模態中，t1時刻，一次側開關管S11、S12導通，變換器通過變壓器向負載傳輸能量，變壓器二次側輸出電流由0開始逐漸增大。

3）模態3[t2，t3）：如圖3（c）所示，在該模態中，t2時刻，變換器一次側電流換向，諧振電流為近似正弦波增加，勵磁電感電流逐漸減小。

4）模態4[t3，t4）：如圖3（d）所示，在該模態中，t3時刻，變換器勵磁電流換向，勵磁電感電流幾乎按固定斜率穩步增加，但諧振電感電流增速快于勵磁電感電流。

5）模態5[t4，t5）：如圖3（e）所示，在該模態中，t4時刻，諧振電感電流與勵磁電感電流的值大小相等，流向相同，變壓器再次停止向負載傳輸能量。

6）模態6[t5，t6）：如圖3（f）所示，在該模態中，t5時刻，S11關斷，變換器一次側僅有S12導通，此時開關管S11的寄生電容充電，同時對開關管S14的寄生電容放電至0，為一次側ZVS提供條件。

2 增益分析

以電路正向運行為例，利用基波分析法分析三電平CLLLC諧振變換器的工作特性，基波等效電路圖如圖4所示。其中，UAB為諧振腔的輸入電壓；UEF為諧振腔的輸出電壓；輸出側的負載電阻Ro折算到輸入側的等效電阻Req。根據電路運行狀態，可知三電平CLLLC諧振變換器工作過程中實際存在2個諧振頻率，1個是包含勵磁電感Lm參與的第一諧振頻率fm；1個是由諧振電感Lr和諧振電容Cr共同形成的第二諧振頻率fr[14]。

[Lr=L1=N2L2， Cr=C1=C2N2]， （1）

[Req=2N2π2R，] （2）

[fm=12πLr+LmCr， fr=12πLrCr]. （3）

由圖4可知，諧振變換器的傳遞函數［Hr（·）］為

[Hrjws=UEFUAB=Zm||Z2+ReqZ1+Zm||Z2+Req?ReqZ2+Req]， （4）

式中：j=[-1]，ws為開關角頻率，

[Z1=jwsL1+1jwsC1，Z2=N2jwsL2+1jwsC2，Zm=jwsLm.]

對式（4）進行整理，化簡得變換器變頻控制下的諧振變換器增益（Gf），

[Gf=1k-1f2nk+12+Q2fn?2+1k+1f3n?1k-1fn?2+2k2-1/2]， （5）

式中：k值為勵磁電感與諧振電感之比，[k=LmLr]；Q為該諧振變換器的品質因數，[Q=Z1Req=1wrCrReq=wrLrReq]，wr為諧振角頻率；fn是歸一化頻率值， [fn=fsfr]；選取k = 4，Q = 0.3。

圖5（a）為三電平CLLLC諧振變換器在空載（Q=0）、半載（Q/2）、滿載（Q）狀態下的變頻控制輸出電壓增益與歸一化頻率的曲線。為實現軟開關，三電平CLLLC諧振變換器只能工作在負斜率區。

變換器工作狀態可分為3種情況：

[Gf>1， fs<fr，Gf=1， fs=fr，Gf<1， fs>fr.]

由圖5（a）可知，在過諧振區域增益變化范圍窄，尤其是輕載工況下，增益曲線的下降斜率幾乎平緩，甚至失去降壓輸出特性。

當諧振變換器在變頻控制的基礎上加入移相控制時，電壓增益為[15]，

[Gp=sinπ-a2Gf] ， （6）

式中：a為移相角。由式（5）、式（6）可知，當開關頻率大于諧振頻率時，若三電平CLLLC諧振變換器采用變頻移相混合控制，三電平CLLLC諧振變換器在降壓模式下工作，且增益大小變化范圍為0～1。

圖5（b）為滿載狀態下的三電平CLLLC諧振變換器變頻移相混合控制下的增益曲面圖。由圖5（b）可知，隨著移相角的增大，輸出電壓增益減小，與圖5（a）相比，在變頻的基礎上加入移相角后，電壓增益范圍明顯拓寬。

3 控制策略

由于諧振變換器啟動階段會產生較大的沖擊電流，為限制啟動電流，本文研究三電平CLLLC諧振變換器的軟啟動控制策略。單一的降頻軟啟動和移相軟啟動仍然會產生較大的沖擊電流，而降頻移相軟啟動策略啟動時間較長，因此，本文采用變化輸出電壓增益與降頻移相混合控制相結合的軟啟動策略。輸出參考電壓由0開始逐漸上升，與此同時開關頻率從高頻狀態逐漸降低，并且占空比由0開始同步增加，算法在限制的時間內逐步改變參考輸出電壓、開關管的頻率和占空比，輸出電壓穩步上升，直至給定穩態階段輸出電壓參考值，至此軟啟動結束，三電平CLLLC諧振變換器進入穩態運行。

對于寬增益范圍的諧振變換器，目前的控制方法多是以諧振頻率點為切換點，低于諧振頻率點時，采用變頻控制；高于諧振頻率點時，采用移相控制。本文研究一種新的控制方法，控制原理如圖6所示。當變換器工作頻率低于諧振頻率時，依舊采用變頻調節；當變換器工作頻率高于諧振頻率時，采用變頻移相混合控制調節輸出電壓。設置調節器輸出范圍為0～15.0，頻率隨調節器輸出值的變化按固定斜率k1變化，輸出值為0時，對應的頻率為150 kHz，輸出值為15.0時，對應的頻率為50 kHz。調節器輸出范圍為15.0～7.5時，三電平CLLLC諧振變換器工作頻率比諧振頻率小，移相角為0，只調整開關頻率，開關頻率范圍為50～100 kHz。調節器輸出范圍為7.5～0時，三電平CLLLC諧振變換器工作頻率高于諧振頻率，在該范圍內同時調整工作頻率和移相角度。如圖5（b）所示，由于剛加入移相控制時移相角對輸出電壓不敏感，為增大移相初期輸出電壓增益的變化率，采用“兩段式”移相角控制策略，在調節器輸出范圍7.5～6.0區間內按照斜率k2變化，加快移相速度避開此區間；在調節器輸出范圍6.0～0區間內移相角按固定斜率k3變化。在過諧振狀態下，諧振變換器升頻的同時進行移相控制，變換器產生的損耗比升頻和定頻移相產生的開關損耗更小，因此，該方法可在滿足寬輸出電壓范圍的條件下提升三電平CLLLC諧振變換器的運行效率。

圖7為三電平CLLLC諧振變換器混合控制框圖。采樣三電平CLLLC諧振變換器的輸出電壓并與參考電壓進行比較做差，經過 PI 調節器校正進入混合控制器，混合控制器計算得到開關頻率fs，并與諧振頻率fr進行比較。當fs<fr，變換器工作模式為PFM模式；當fs>fr，進入PFM+PSM模式。在不同工作模式下輸出對應的開關管驅動信號，閉環調節使輸出電壓達到參考值。

4 仿真驗證

為驗證本文所研究的混合控制策略的合理性和有效性，利用Matlab/Simulink仿真實驗進行驗證。設計輸入電壓為800 V、輸出電壓范圍為560～900 V、額定輸出電壓為800 V、額定功率為6.6 kW的三電平CLLLC諧振變換器，主要電路參數如表1所示。

仿真中設置輸入輸出電壓均為800 V。在額定負載條件下，圖8（a）是三電平CLLLC諧振變換器在啟動階段不加軟啟動控制時的諧振電流和輸出電壓波形。由圖8（a）可以看出，啟動瞬間流過諧振電感的電流達到了324 A，較大的啟動電流會損傷器件，嚴重情況下甚至會燒壞整個諧振變換器。圖8（b）采用了軟啟動控制，從仿真波形可以看出在整個啟動過程中，諧振電流都能被有效地限制在50 A以內，相較于無軟啟動控制，諧振電流啟動過沖有明顯減小。

圖9是混合控制下三電平CLLLC諧振變換器在額定負載條件下一次側開關管S11的兩端電壓和驅動信號波形，Ugs為開關管的驅動電壓，Uds為開關管兩端的電壓。圖9（a）輸出電壓為900 V，三電平CLLLC諧振變換器工作模式為PFM ；圖9（b）輸出電壓為560 V，三電平CLLLC諧振變換器工作模式為PFM+PSM。由仿真結果可知，在混合控制寬范圍輸出電壓條件下，三電平CLLLC諧振變換器一次側開關管滿足軟開關特性，均能實現零電壓開通（zero voltage switching， ZVS）。

在仿真中設置模式切換點頻率為100 kHz（諧振頻率點），此時三電平CLLLC諧振變換器增益為1，輸出電壓為800 V。由混合控制設計原理分析，根據調節器輸出值可確定三電平CLLLC諧振變換器工作在何種控制模式。圖10為混合控制條件下，變換器在額定負載下的調節器輸出和輸出電壓波形圖。在0.01 s時，輸出電壓由800 V切換至900 V，三電平CLLLC諧振變換器工作模式為變頻控制；在0.02 s時，輸出電壓由900 V切換至800 V，三電平CLLLC諧振變換器仍處于變頻控制模式下；在0.03 s時，輸出電壓由800 V切換至560 V，三電平CLLLC諧振變換器由變頻控制切換至變頻移相混合控制；在0.04 s時，輸出電壓由560 V切換至800 V，三電平CLLLC諧振變換器又處于變頻控制。圖11為在升壓模式采用變頻控制、降壓模式采用移相控制的傳統混合控制方法下，變換器的輸出電壓寬范圍變化波形。2種方法電壓切換點時間和電壓等級保持一致。對比二者的輸出電壓波形可以看出，本文研究的混合控制策略在獲得寬輸出的電壓范圍條件下，切換點處電壓能平緩變化到輸出電壓參考值，并且能在較短時間內達到穩態，表明在該控制方法下，系統的跟隨性和抗擾性均有較好的效果。

為測試該控制系統的動態性能，設置負載在半載和滿載之間切換，設置輸出電壓為額定電壓800 V，其輸出電壓、電流波形圖如圖12所示。由圖12可以看出，在負載切換1 ms時，三電平CLLLC諧振變換器可再次達到穩態，證明了該控制策略具備較好的動態性能。

5 結語

本文針對目前三電平CLLLC 諧振變換器存在的問題，首先，通過基波分析法對其工作原理、增益特性進行分析；其次，針對啟動過程存在諧振電流過沖的情況進行了相關軟啟動控制策略的研究；然后，研究能保證三電平CLLLC諧振變換器在寬范圍輸出電壓條件下運行的變頻移相混合控制策略；最后，搭建仿真模型對本文所研究的控制策略方法進行驗證。結果表明：本文所研究的軟啟動控制策略可以實現對啟動階段諧振電流過沖的有效抑制，可以在較短的時間內保證系統達到穩態；變頻移相混合控制能在軟開關條件下實現對輸出電壓的寬范圍調節，并且在該控制策略下三電平CLLLC諧振變換器動態性能響應良好，驗證了所研究控制策略的可行性和有效性。

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PFM+PSM hybrid control strategy of three level CLLLC resonant converter

ZHU Yan， WANG Yuewu*， ZHU Jun

（School of Automation， Guangxi University of Science and Technology， Liuzhou 545616， China）

Abstract：The three level CLLLC resonant converter has the characteristics of low voltage stress of the power switch pipe， high power density and wide soft switching range， but it also has problems such as excessive starting current and narrow adjustable output voltage range. This paper takes a three level CLLLC resonant converter with a completely symmetrical positive and reverse structures as the research object， and analyzes the working principle and gain characteristics of the topology in detail. On this basis， the soft start control strategy and th966b638f3d3084b43289349311b837abf89c0f2da70f111e9300f3e5b9176fe4e pulse-frequency modulation（PFM）boost， hybrid control strategy for pulse-frequency modulation+phase-shift modulation（PFM+PSM）buck are studied. Finally， the effectiveness of the control strategy investigated in this paper is verified by Matlab/Simulink emulation. The results show that the soft start control studied in this paper can effectively suppress the current overshoot during the start-up phase. The hybrid control strategy of pulse-frequency and phase shift can ensure that the soft switching characteristics of the switch tube are met under the wide output voltage conditions， and that it has good dynamic performance under both mode switching and load switching.

Keywords：three level CLLLC resonant converter; wide range of output voltage; soft start; hybrid control

（責任編輯：黎 婭）

收稿日期：2023-08-02；修回日期：2023-10-31

基金項目：廣西高校中青年教師科研基礎能力提升項目（2022KY0331）；廣西科技基地和人才專項項目（桂科AD23026152）；廣西科技大學博士基金項目（校科博21Z19）；廣西自然科學基金青年科學基金項目（2021GXNSFBA196088）資助

第一作者：朱艷，在讀碩士研究生

*通信作者：王月武，博士，工程師，研究方向：電力電子技術，E-mail：895302000@qq.com