增益可調APD光電探測器的研究與設計

中圖分類號：TN253文獻標志碼：A

Research and design of gain adjustable APD photodetector

SHE Huimin'， CHENG Yuqi1， LIANG Yan1，2 （1.School of Optical-Electrical and Computer Engineering， Universityof Shanghai for Science and Technology， Shanghai 20oo93， China; 2.Shanghai Research Center forQuantumScience， Shanghai 2Ol315，China）

Abstract： Gain adjustable photodetectors based on avalanche photodiode （APD） are widely used in fields such as laser communication， laser radar and optical fiber sensing. Combining with lownoise broadband transimpedance amplifiers， they achieve high-sensitivity detection by utilizing the avalanche multiplication effect of the internal carriers in APD.To further enhance the gain dynamic range and response bandwidth of the APD detector， the study explored the relationship between the linear multiplication factor of the APD and the dark current to increase the gain factor of the APD. The amplification scheme of a transimpedance amplifier cascading an operational amplifier improved the gain adjustment range while guaranteeing the detector response bandwidth. In addition， a low-noise high-voltage direct current bias circuit module was designed with a ripple voltage of less than or equal to 2.5mV .Adjusting the voltage enabled the rapid switching of the APD multiplication factor M between 1，10， 50，100 and 200.The maximum adjustable APD detector gain reached 74dB . The bandwidth was 150MHz ，while the minimum noise equivalent power was only . This low-noise and large-dynamic range technology solution expands the applications of APD photodetectors.

Keywords： avalanche photodiode; transimpedance amplifier; high gain; gain adjustable detector

引言

在光電檢測應用中，待測光信號往往呈動態變化。以激光測距為例，目標距離的變化將直接導致接收光強的改變。為將信號放大至特定幅度以便后續采集和處理，設計了一款增益可調放大探測器。雪崩光電二極管（avalanchephoto-diode，APD）是一種具有內部增益的光電探測器件，其倍增因子可隨偏置電壓發生改變，適用于制作增益可調光電探測器[1]。在倍增狀態下，APD有兩種有效工作模式：線性模式和蓋革模式。當偏置電壓小于雪崩電壓時，APD對光生載流子進行線性倍增，輸出光電流和入射光功率呈線性關系，即線性模式。當偏置電壓高于雪崩電壓時，APD切換為蓋革模式。蓋革模式下的APD增益高達 ，靈敏度高，具有單光子響應能力，但雪崩會持續發生，需要外加淬滅電路進行淬滅，因此設計較復雜[2-3]。線性模式下的APD可連續探測光信號且無需淬滅電路，其增益范圍為 10～10³ ，為實現有效信號提取與分析，需配合外置放大電路進行增益放大[-5]

目前，APD的研究主要集中于結構性設計和性能優化，以及蓋革模式下的單光子探測，而對線性模式的研究相對較少。主要研究機構包括Indigo、Sofradir、Fujitsu、Nikon 等公司及LETI實驗室。東南大學、中國科學院上海技術物理研究所等也對線性APD開展了深入研究[]。2010年，Akiba等結合電容反饋跨阻放大器（transimpedanceamplifier，TIA）電路實現了單像素線性模式APD光感應電流的檢測。APD的工作頻率為 78kHz ，在 450nm 波段下，其等效噪聲功率低至 2.2×10^-20W?Hz^-0.5 。2017年，朱田友采用 0.35μm 互補金屬氧化物半導體（complementarymetaloxidesemiconductor，CMOS）工藝，完成了 2×2 和 8×8 陣列的線性模式APD及跨阻放大器前置讀出電路的設計。2019年，王佩瑤[基于線性模式APD設計的激光雷達讀出電路實現了 2.6pA?Hz^-0.5 的噪聲電流譜密度，大于 _1V 的輸出電壓擺幅，及 64dB 的線性動態范圍。上述成果主要聚焦線性APD的制備工藝優化。相較于傳統研究，本研究結合成熟線性APD器件及放大芯片，設計了具有低噪聲、高帶寬和高動態調節范圍的增益可調APD探測器。

首先，探究了線性模式下APD倍增因子和暗電流的關系，根據增益系數確定偏置電壓范圍；然后，利用直流升壓開關電源模塊設計APD的高壓電源模塊，通過電壓多檔調節電路來改變APD倍增因子，實現APD增益可調；最后，采用跨阻級聯運算放大器的放大方案，對傳統增益固定的放大電路進行改進，并對二級運算放大器設計增益可調，在提高增益系數和動態范圍的同時，保證了探測器的響應帶寬。

雪崩光電二極管線性性能探究

倍增因子 （M） 和響應度 （R）^[11] 是衡量APD性能的兩個重要參數。倍增因子指的是高偏置電壓下倍增光電流與增益等于1時的光電流之比，如式（1）所示。響應度又稱靈敏度，是用來表示探測器輸出電信號與輸入光功率關系的參數，代表了APD光電轉換的能力，如式（2）所示[12]

式中： I_p 為不同反向偏置電壓下的光電流； I_d 為對應的暗電流； I_p0 為 M=1 時的初始光電流;I_d0 為初始暗電流； P 為入射光的光功率； R₀ 為M=1 時探測器的響應度。

為探究線性模式下APD倍增因子和響應度隨偏置電壓的變化情況，選擇帶寬為 2.5GHz 的SiAPD（北京敏光科技有限公司）作為研究對象。由于Si的響應波段為 400～1100nm ，實驗選用該波段內常見的 650nm 和 850nm 兩種波長的連續光進行測試。圖1為測試裝置圖。

為避免激光器輸出的連續光超過SiAPD的最大輸入光功率，損壞APD器件，先用光衰減器將光功率調節到 1μW ，再用光纖將其接入SiAPD。并用可調直流穩壓電源（APREXHPS3001， _0～300V ）為SiAPD提供偏置電壓，用高精度萬用表（RIGOLDM3058E）測量光電流。關掉衰減器，SiAPD無光接入，此時萬用表讀數為該偏置電壓下的暗電流。保持人射光功率不變，測量并記錄不同偏置電壓下的光電流和暗電流，結果見圖2。

由圖2可知，保持入射光信號強度為 1μW 當偏置電壓從0增加到 40V 時，光電流保持不變，此時倍增因子為1， 850nm 波段光電流為0.57μA ， 650nm 波段光電流為 0.27μA ，暗電流為pA量級，與 μA 量級的光電流相比非常小；當偏置電壓高于 40V 時，光電流開始增大；當偏置電壓為 74.5V 時， 850nm 波段光電流為 5.7μA ， 650nm 波段光電流為 2.65μA ；當偏置電壓為 122V 時， 850nm 波段光電流為

57μA ， 650nm 波段光電流為 26.9μA 。當偏置電壓大于 115V 時，器件受隧穿效應的影響，暗電流開始增大[13]。當偏置電壓從 115V 增大到126.5V 時，暗電流由 0.002nA 增至 當偏置電壓為 129V 時，暗電流達到 120nA 。為避免暗電流過大，對探測器的靈敏度產生影響，SiAPD的工作電壓將控制在 126.5V 以下。

將上述測得的暗電流和光電流代入式（1）和式（2），可得到不同偏置電壓下SiAPD的倍增因子，結果見圖3。

各偏置電壓下， 850nm 和 650nm 波段的響應度 R 和倍增因子 M 的情況詳見表1。

由表1和圖3可知，相同偏置電壓下，各波段倍增因子相近。但各偏置電壓下， 850nm 波段響應度始終高于 650nm 波段響應度，后續研究將選用 850nm 波段的光。當偏置電壓大于126.5V 時，暗電流過大，影響探測增益，所以將SiAPD的線性模式最佳工作電壓設置為0～126.5V 。

2 電路設計

實驗測得SiAPD的工作電壓為 0～126.5V 對應倍增因子為 1～200 。為提高增益，采用跨阻級聯運放方案，并通過高壓可調模塊為APD提供偏置電壓。

2.1 放大電路的設計

放大電路的作用是將SiAPD光電轉換后的電流信號轉換成電壓信號并放大。TIA具有低噪聲、高增益帶寬積（gainbandwidthproduct，GBWP）的優勢，常被用作APD的前置放大器[14-15]。TIA的增益和帶寬成反比，增大反饋電阻會導致系統的帶寬降低。為避免帶寬過度壓縮，其增益不宜設置過大，通常需通過級聯運放結構來提高電路總增益。傳統兩級放大電路的設計為固定增益，為提高探測器的增益系數和增益動態調節范圍，需對兩級放大電路進行改進，改用滑動變阻器作為兩級運放的反饋電阻。兩級放大電路結構如圖4所示，其中： U_HV 為高壓供電電源； I_in 為APD產生的輸入到TIA的光電流；VCC和VEE分別為放大芯片供電電源的正極及負極； C_f 和 r_f 分別為TIA電路的反饋電容和反饋電阻； U_ol 為一級TIA電路輸出電壓；AMP為二級放大電路； r₁ 為二級放大電路輸入電阻； r₂ 為固定反饋電阻，決定了二級放大電路的最小放大倍數； r_adj 為可調反饋電阻； r₃ 為用于電路阻抗匹配的輸出電阻； U 為最終輸出電壓。

TIA電路的反饋電阻為 r_f ，即跨阻增益為- ??r_f° 輸出電壓與輸入電流相位相反，表達式為

選用ADI公司的跨阻芯片進行設計，其噪聲低，且GBWP高達4 GHz 。在確定反饋電阻阻值時，需要綜合考慮帶寬和放大器的最小噪聲。由于跨阻芯片噪聲電壓約為 2mV ，則經跨阻放大后的信號幅度不能低于 2mV ，否則信號會被噪聲淹沒。因此，為能探測到亞微安量級的信號，反饋電阻的放大倍數不能低于 10⁴ 量級。最終選擇 20kΩ 的反饋電阻作為跨阻的增益。

TIA 的帶寬計算式[為

式中： P_GBW 為增益帶寬積，大小為 4GHz ：C_in 為APD結電容 （1pF） 和放大器電容（ 0.4pF 之和，為 1.4pF 。計算得跨阻帶寬為 150MHz 。

由于TIA負反饋環路結構會導致相位不穩定，容易引發自激振蕩，同時高阻值反饋電阻還會引入噪聲。為抑制噪聲，提高系統穩定性，設計時需在反饋端并聯補償電容[17]。反饋電容計算式為

式中： r_f 為 20kΩ ： f_TIA 為 150MHz 。計算得反饋電容為 0.05pF 。

由于反相比例放大只有差模信號，沒有共模影響，其抗干擾能力強，所以二級運算放大電路設計采用反相比例放大電路。選用相同的放大芯片進行設計，反相比例放大的電壓增益 A_v 為

反相比例放大電路的帶寬和增益的關系為

探測器的帶寬由APD的帶寬和放大器的帶寬中較小者決定。SiAPD的帶寬為 2.5GHz ，一級放大帶寬為 150MHz ，則二級放大帶寬不能低于 150MHz 。芯片的增益帶寬積為 4GHz ，由式（7）可得增益不能大于26倍。為便于設計，二級放大電路增益調節范圍設置為 _1～25 ，結合一級放大電路增益 （2×10⁴V/A ），兩級放大的增益變化范圍為 2×10⁴～5×10⁵V/A 0

2.2 電源模塊的設計

由于SiAPD倍增因子 M 由偏置電壓決定，本文提出設計多檔位可調高壓電源模塊為APD供電，通過調節偏置電壓，實現增益的精準控制。電源模塊的檔位輸出電壓根據倍增因子 M=1 、10、50、100、200對應的偏置電壓設定。由表1可知， M=1 、10、50、100、200時的偏置電壓分別為40.0、74.5、114.5、122.0和126.5V 。由于偏置電壓較高，需減少電源模塊噪聲影響，因此選用東文高壓公司生產的紋波噪聲小于 2.5mV 、動態調節范圍為 0～250V 的高壓電源模塊進行設計。電源原理圖如圖5所示。

圖5中高壓模塊的參考電壓 U_ref 和可調控制引腳兩端輸出電壓 U_adj 符合電阻分壓原理

式中， U_ref 為 5V 。高壓模塊的輸出電壓 U_HV 與U_adj 的比例關系為

式中， U_max 為高壓模塊的最大可輸出電壓。由式（8）和式（9）可得 U_HV 和 r_x 的關系為

式中： U_max=250V ： r₉=10kΩ 。計算可得 M=

1、10、50、100、200時，對應 r_x 為52.5、23.6、11.8、10.5和 9.8kΩ 。根據該計算結果設計高壓可調電源模塊，并利用萬用表來驗證電壓輸出的準確性。

3 性能測試

根據表1，選擇響應度更高的 850nm 波段進行測試，測試系統如圖6所示。將激光器的輸出端連接至可調衰減器，然后通過 50：50 的分束器將光均分成兩路，一路接至光功率計，另一路接至探測器。通過光功率計實時監測探測器中入射光功率的大小。將探測器輸出端連接至示波器（RIGOLDHO4804， 800MHz ），以采集輸出信號。輸出電壓理論值的計算式為

U=P×R×M×G

式中： P 為輸入光功率； R 為響應度， 850nm 波段，SiAPD倍增因子為1時， R=0.57A/W ：M 為 SiAPD的倍增因子； G 為放大模塊增益

該探測器增益可調是通過APD和放大模塊 來實現的，接著將對它們分別進行實驗驗證

3.1APD增益可調驗證測試

先用直流光測試APD的增益隨偏置電壓變化的情況。將放大增益設為 2×10⁴V/A ，高壓調到M=200 檔位。輸出電壓隨輸入光功率的增加而增加，當光功率增至 530nW 以上時，輸出電壓維持不變（ |1.2V? ，達到飽和。為避免輸出電壓飽和失真，測試采用 500nW 的直流光，放大模塊增益為 2×10⁴V/A 不變，通過切換高壓模塊的檔位開關，改變SiAPD的偏置電壓和倍增因子M ，示波器測試結果如圖7所示。

由圖7可知，當 M 為10、50、100、200時，輸出電壓分別為 56mV 、 280mV 、 560mV 以及 1.12V 。根據式（11）可得，對應理論電壓分別為 57mV 、 285mV 、 570mV 以及 1.14V 。由于測量過程中存在光纖損耗和測量設備誤差，實際測量電壓比理論電壓約小 1.75% ，該偏差在允許誤差范圍內。由此，驗證了改變APD倍增因子實現探測器增益可調這一方案的可行性。

3.2 放大模塊增益可調驗證測試

使用脈沖光驗證通過改變放大模塊增益實現探測器增益可調的可行性。測試采用的脈沖光重復頻率為 10MHz ，上升時間為 1ns 。當 M= 100，二級增益為25，輸出電壓為1V時，光功率為 36nW ，輸出未達到飽和。因此，將入射光功率設定為 36nW 。保持入射光功率及APD倍增因子不變，調節 r_adj ，改變二級放大增益，輸出電壓如圖8（a）所示。

當二級增益為1、5、10、15、20、25時，輸出電壓分別為 40mV 、 200mV 、 400mV 600mV 、 800mV 和 1000mV 。由式（11）可得，對應電壓理論值為 41mV 、 205mV 、 410mV 、615mV 、 820mV 以及 1025mV 。受測量過程中光纖損耗和測量設備誤差影響，測量值比理論值小約 2.4% ，該偏差在允許誤差范圍內。由此，驗證了改變放大電路增益實現探測器增益可調這一方案的可行性。與基于SiPIN光電二極管探測器相比，該探測器的探測靈敏度實現了數量級提升，見圖8（a）和（b）。

由于放大模塊的增益可調范圍為 2×10⁴～ 5×10⁵V/A ，APD增益可調范圍為 1～200 ，所以探測器增益動態范圍為 74dB 。

由圖8可知，改變放大增益，脈沖的上升時間 （T_r） 始終為 2.3ns 。將其代入帶寬經驗公式

計算得到探測器的帶寬 （f_BW ）約為 150MHz ，與預期設計帶寬相符。

3.3噪聲等效功率測試

噪聲等效功率（noise equivalent power，NEP）是探測器輸出電壓等于噪聲電壓時所需的入射信號功率，它是衡量光電探測器接收微弱光信號能力的性能參數。當信號功率小于噪聲等效功率時，探測器輸出信號強度小于噪聲，信號不能檢出。所以，噪聲等效功率愈小，探測器靈敏度愈高[18]。根據定義可得

式中： D_NEP 為噪聲等效功率； U_s 為信號電壓；U_n 為噪聲電壓； R_s 為探測器的響應度； G 為探測器兩級放大總增益； R 為APD的響應度。

由于探測器的噪聲等效功率是在給定測量帶寬下，產生與噪聲輸出功率相等的信號輸出所需的入射光功率，因此需對帶寬歸一化以便比較。式（13）可轉化為

式中，探測器的帶寬為 150MHz 。

調節偏置電壓，測量不同增益下SiAPD的噪聲譜密度，并將其代入式（14），計算可得： M= 1、10、50、100、200時，對應噪聲等效功率分別為2.00、0.30、0.05、0.02和 0.40pW?Hz^-0.5 。

可以發現，當 M 不超過100時，APD的暗電流小于 0.008nA ，噪聲變化小，噪聲等效功率主要受增益影響，且隨增益增加而減小；當 M= 200時，APD的暗電流達到 0.330nA ，此時探測器噪聲受暗電流影響較大，噪聲等效功率變大。因此， M=100 時，探測器的噪聲等效功率最小，為0.02 pW·Hz-0.5。

將本文設計的SiAPD探測器和市面上以及文獻中高性能的增益可調APD探測器進行了對比[19]，詳見表2。對比發現，本文設計的探測器在帶寬、噪聲等效功率、增益和動態調節范圍方面具有明顯優勢。

4結論

本文設計的增益可調APD放大探測器由高帶寬SiAPD、低噪聲TIA和二級增益可調放大電路構成。通過調節SiAPD偏置電壓實現倍增因子線性可調，進而實現探測器增益可調。測試表明，該探測器增益可調節范圍達 74dB ，帶寬為

150 MHz，最小噪聲等效功率為0.02pW·Hz-0.5其低噪聲、高帶寬、高增益及大動態調節范圍的特性，可適配不同應用場景，為光纖通信、激光測繪、生物檢測及光纖傳感等領域提供關鍵技術支撐。

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（編輯：李曉莉）