一種S/X雙頻段同軸波導TE21 模耦合器設計

中圖分類號：TN820.2 文獻標志碼：A

0 引言

遙控遙測系統是利用無線電信號對遠距離目標進行跟蹤并控制的測量系統，其功能大多由地面站完成，在測控過程中要求地面站不間斷地跟蹤指向目標，同時進行信號的接收與發射。地面站要實現對目標穩定高效的跟蹤，常用的跟蹤方式為單脈沖跟蹤[1-2]。其中多頻段單脈沖跟蹤技術更是以傳輸帶寬大、使用靈活等多種優點得到了廣泛的關注。

Zhao等3利用松緊耦合理論設計了一種 Ku 頻段同軸波導 TE₂₁ 模耦合器，其在6個波長的長度內實現了 700MHz 的耦合帶寬，但并未對中心波導內TE₂₁ 模的傳輸做出分析。本文提出了一種基于同軸波導系統的S/X雙頻段單脈沖自跟蹤 TE₂₁ 模耦合器，該耦合器采用同軸嵌套方式，S頻段的差模信號工作在同軸波導的外圈，利用相位疊加及選模匹配理論在4個波導波長的尺寸內實現了良好的差模耦合特性，X頻段差模信號工作在同軸波導的內波導，實現了兩個頻段跟蹤信號的同時輸出。

1耦合器的分析與設計

1. 1 耦合器理論分析

多模跟蹤是實現單脈沖跟蹤的一種方式，通常將波導中的主模作為和模，同時將具有差輻射特性的高次模作為差模。 TE₂₁ 模是圓波導和同軸波導中第一個具有差模特性的高次模，利用該模式作為差?？稍诓▽е斜M可能少地激勵起有害高次模。

為保證圓波導中只傳輸和模與作為差模的 TE_2i 模式，其口徑需滿足：

式中， R 為圓波導的半徑， λ_L 與 λ_H 分別對應工作頻帶內低頻段與高頻段的波導波長。差模耦合器由圓波導、矩形副波導與耦合孔組成，圓波導中 TE₂₁ 模通過耦合孔傳輸到外圍的矩形波導中，當圓波導中TE₂₁ 模的傳播常數與矩形波導中 TE₁₀ 模的傳播常數相同時， TE₂₁ 模的耦合能量最大，矩形波導的寬邊 Ω_a 須滿足[4]：

a=1.0286R

矩形波導的窄邊尺寸 b 可由 TE₂₁ 模的OdB耦合的特性來求得。矩形波導中 TE₁₀ 模與圓波導中 TE₂₁ 模式的歸一化磁場如下[5-6]：

式中， k_ci^R=π/a，k_ci^C=3.054R ，同時有 H_zi^R=2H_zi^C ，可求得 b=0.436145R ，由此可得矩形波導的初始設計參數。

為提高矩形波導對圓波導中主模的抑制度，耦合形式為多孔耦合，并且耦合孔需符合一定的分布函數。 TE₂₁ 模耦合器本質上是一個定向耦合器，根據定向耦合器理論，符合貝賽爾常數加權函數與升高余弦函數的耦合孔分布能有效地提高耦合器的耦合度與定向性。式（5）為貝賽爾常數加權分布函數：

當 N 取值24即耦合孔的總數為48個（中心對稱分布），此時 a₀=5.017，b₀=10，c₀=3.76 ；當 N 的取值16 時即耦合孔的總數為32個，此時 a₀=5.002，b₀ =10，c₀=3.72 0

式（6）為升高余弦分布函數：

當 N 取值24，此時 α₁=15，α₂₄=1 可求得 C= 7.0078。以上兩種分布函數均具有較好的耦合效果，在滿足選模耦合性能的前提下，同時需要考慮耦合器的結構長度，其長度 L 由 N 的取值以及耦合孔的間距s 來確定，即 L=（2N-1）S 。耦合孔間距 s 的初始值一般取中心工作頻率的四分之一波導波長，經過綜合考慮耦合器的耦合度、方向性、結構長度等關鍵指標可確定 N 的取值范圍，同時可確定耦合器的長度 L 。

耦合孔的尺寸決定著耦合能量的大小，第 i 個（ 1?i?N ）耦合孔的直徑 D_i 需滿足下式：

D₀ 的近似值可由經驗公式[]得。

式中， f 為工作頻率，一般取工作頻帶的中心頻率，由此可求得耦合孔的初始直徑，耦合器的各初始參數確定后需通過優化計算來確定各個參數的最終數值。

1.2耦合器仿真設計

圖1為 TE₂₁ 模耦合器的軸向截面圖，其中A向為圓形主波導的信號輸入端，B向為圓形主波導的信號輸出端，C向為矩形副波導端口1，D向為矩形副波導端口 2^[3] 。 s/X 雙頻段 TE₂₁ 模耦合器中的X頻段TE₂₁ 模耦合器采用傳輸式結構，其工作在同軸波導的中心波導，X頻段耦合器的公共波導與同軸波導的內波導相連接，并保持口徑一致。S頻段 TE₂₁ 模耦合器設置在同軸波導的外圍，公共波導采用同軸波導形式。

圖1 TE₂₁ 模耦合器的剖面結構

X頻段傳輸式 TE₂₁ 模耦合器采用24孔耦合即N=12 ，主通道圓波導直徑初始值選為 46mm ，副波導矩形波導窄邊尺寸為 12mm ，長邊尺寸為 24mm ，第1個耦合孔的直徑選取為 9.2mm ，耦合孔的分布選取升高余弦分布，孔間距為 12mm ，以上參數可在保證耦合度的前提下，耦合器的結構長度小于 400mm 。初始參數確定后，在電磁仿真軟件里對該耦合器建模仿真，C端口設為理想匹配端口， A，B，D 均為激勵端口，為提高計算速度，建模中僅設置一個極化的 TE₂₁ 模的耦合波導，即分別位于 0^°，90^°，180^°，270^° 方向上的4個矩形副波導，將 TE₂₁ 模耦合度、副波導對主模的抑制度、主通道主?；夭〒p耗、 TE₂₁ 模回波損耗等設為優化目標參數，利用仿真軟件的優化功能，最終可得X頻段 TE₂₁ 模耦合器的設計參數。

S頻段 TE₂₁ 模耦合器如果采用傳輸式耦合器會使內波導長度過長，造成波導加工難度增加。為縮短S頻段 TE₂₁ 模耦合器的長度，耦合器采用反射方式實現，其工作原理為：當 TE₂₁ 模信號從A端口傳輸進入到耦合器的主波導時， TE₂₁ 模信號可通過耦合孔耦合到矩形副波導中，由于耦合孔數量的限制，能量不能完全耦合，剩余的差模能量到達端口B處，端口B設置階梯變換形式的短路面，能傳輸 TE₁₀ 模式，但對較高階的 TE₂₁ 模具有截止作用，因此 TE₂₁ 模信號會被短路截止區域反射回來，該信號會再一次通過耦合孔區域。為使兩次耦合的能量同向相加，需要合理選擇耦合孔分布及主副波導短路位置，使兩次耦合過程的相位常數相同，此時在C端口輸出的差模能量損失最小。由以上信號傳輸流程看出， TE₂₁ 模信號經過了2次耦合，所以到達 0dB 耦合所需要的耦合孔數量理論上比傳輸式耦合少一半[]，即傳輸式耦合器需要

2 N 個耦合孔，而反射式只需要 N 個耦合孔。S頻段反射式 TE₂₁ 模耦合器采用12孔耦合即 N=6 ，主通道波導為同軸波導形式，其外徑初始值選為 146mm ，由于其同軸波導的內徑還需傳輸X瀕段 TE₂₁ 模，因此內徑需要在X頻段耦合器主波導直徑的基礎上增加一定的波導壁厚，其初始值為 49mm ，副波導矩形波導窄邊尺寸在 40mm ，長邊尺寸為 80mm ，因為耦合孔數量的減少，為提高耦合度，對耦合孔的尺寸進行放大處理，第1個耦合孔的直徑選取為 32mm ，耦合孔的分布同樣選取升高余弦分布，孔間距為 35mm ，以上參數可在保證耦合度的前提下，使S頻段耦合器的結構長度小于 500mm 。B端口需要將S頻段 TE₂₁ 模反射回去進行二次耦合，因此其直徑需要滿足對TE₂₁ 模的截止，同時S頻段的和?？梢赃M行傳輸，其直徑選取為 110mm 。為提高主通道的匹配性能，該口徑變換時采取階梯變換的形式，與之對應的矩形副波導D端口同樣需要采取階梯變換的形式，以保證兩者的傳播常數相同。初始參數確定后在電磁仿真軟件里對該耦合器建模仿真，D端口設為短路端口，A、B、C均為激勵端口，經優化計算后可得S頻段耦合器的最終設計參數。

將X頻段傳輸式 TE₂₁ 模耦合器與S頻段反射式TE₂₁ 模耦合器結合起來，組成了S/X雙頻段 TE₂₁ 模耦合器，其仿真模型如圖2所示。

圖2S/X雙頻段 TE₂₁ 模耦合器仿真模型

2 仿真結果與分析

本文采用仿真軟件對 S/X 雙頻段 TE₂₁ 模耦合器進行仿真分析。X頻段 TE₂₁ 模耦合器的仿真結果如圖3—5所示。從圖中可以看出，計算帶寬為 7GHz. ）9GHz ，在工作帶寬內，單臂差模耦合度大于 -8.5dB ，副波導對主模的抑制度大于35dB；S頻段反射式TE₂₁ 模耦合器的長度大約為傳輸式耦合器的一半，耦合孔數也為傳輸式跟蹤器的一半，這樣S頻段耦合器有效長度僅為 500mm ，其仿真計算結果如圖6—8所示。從圖中看出，在 2.2～2.3GHz 的工作帶寬內單臂差模耦合度為-7.1dB，副波導對主模的抑制度大于24dB，主通道主模的回波損耗在-25dB以下，由以上仿真結果可以看出，S頻段反射式 TE₂₁ 模耦合器的主通道回波損耗相比傳輸式略差，主要是因為為S頻段 TE₂₁ 模提供短路面的階梯變換影響了主通道的回波損耗。副波導對和模的抑制度較傳輸式耦合器的隔離度差了很多，主要是因為耦合孔較少導致耦合器的方向性變差，同時為提高差模耦合量，增大了耦合孔的尺寸，導致少量和模信號進人矩形副波導內；根據理論計算理想的單臂耦合度為-6dB，但實際耦合度為 -8.5dB ，耦合度惡化了2.5dB，這是由于波導的色散作用無法使整個頻帶內主副波導的傳輸常數相同，導致高端頻率的耦合度變差，另外由于反射式耦合器的副波導的隔離端口為金屬反射面，導致耦合出的差信號會一直在矩形副波導內振蕩，使耦合度變差，差模耦合度雖然沒達到理想狀態，但耦合器的尺寸得到了較大縮減，且對天線的跟蹤性能影響較小。

圖3×頻段耦合器主?；夭〒p耗仿真結果

圖4×頻段耦合器對主模抑制度仿真結果

圖5×頻段耦合器對差模耦合度仿真結果

圖6S頻段耦合器主模回波損耗仿真結果

圖7S頻段耦合器對主模抑制度仿真結果

圖8S頻段耦合器對差模耦合度仿真結果

3結語

本文提出了一種基于同軸波導的S/X雙頻段自跟蹤差模耦合器。S、X兩個頻段均采用 TE₂₁ 模跟蹤方式實現，X頻段差模信號在同軸波導的內波導傳輸，采用傳輸式耦合器，在 25% 的相對帶寬內實現了單臂差模耦合度大于-8.5dB，S頻段差模信號在同軸波導的外圍波導內傳輸，采用反射式耦合器，結構長度相比傳輸式縮短了 50% ，在工作帶寬內實現了單臂差模耦合度大于-7.1dB的指標。該耦合器結構尺寸小巧，可應用于多種口徑的遙感遙測地面站系統中。

參考文獻

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（編輯戴啟潤）

Design of an S/X-Band coaxial waveguide TE₂₁"mode coupler

ZHANG Bo’，LIU Yanming2，WANG Chao2， ZHANG Liansong3 （1.The 54th Research Institute of CETC，Shijiazhuang O50081，China;2. Unit 93160 of PLA， Shijiazhuang 050081，China;3.Beijing Satellite Telecommunication Research Co.，Ltd.，Beijing 100089，China）

Abstract： A S/X dual-band self-tracking TE₂₁"-mode coupler based on coaxial waveguide is proposed in this paper. Xband coupler reaches -8.5 dB coupling to each of the rectangular waveguide arms in a relative bandwidth of 25% . Sbandcompactcoupler takes only half the length of conventional circular waveguidecoupler whilemaintains atleast 24 dB rejection of unwanted modes and reaches"^-7.1"dB coupling to each of the rectangular waveguide arms in a bandwidth of 100MHz . The coupler can miniaturise the total length of monopulse system which utilizing TE₂₁"mode for self-tracking.

Key words： S/X dual-band; monopulse self-tracking; coaxial waveguide; TE₂₁"mode

作者簡介：張博（1982—），男，高級工程師，本科；研究方向：天線微波技術。