直流開關電源傳導型噪聲分析

[收稿日期]2009年9月15日

[作者簡介]張偉:中國鋁業中州分公司熱電廠。張科:河南理工大學。

[摘 要]傳導型噪聲是開關電源的主要騷擾源，它可以通過電源線、信號線、互連線、接地導體等進行耦合。其類型有輸入端噪聲和超高頻輸出噪聲。其中輸入端噪聲有共模噪聲和差模噪聲。由于傳導型噪聲會降低直流開關電源的性能，嚴重時會造成直流開關電源的損壞。因此，分析其傳導型噪聲，并采取相應防范措施，具有現實意義。文中詳細地分析了傳導型噪聲產生的原因，分析了傳導型噪聲模型，給出了應采取的措施。

[關鍵詞]開關電源 噪聲 共模

[中圖分類號]O4 [文獻標識碼]A [文章編號]1009-5489(2009)11-0187-03

所謂電磁騷擾是指任何可能引起裝置、設備或系統性能下降，或者對有生命或無生命物質產生損害作用的電磁現象。它分為自然騷擾源和人為騷擾源。傳導型是騷擾源與敏感設備之間的主要騷擾耦合途徑之一。

在音頻和低頻時，由于電源線、接地導體、電纜的屏蔽層等呈現低阻抗，故電流注入這些導體時易于傳播。當噪聲傳導到其他敏感電路時，就可能產生作用。在高頻時，導體的電感和電容不可忽略。此時的電抗值將隨頻率的增加而增大，容抗隨頻率的增加而減小。在無線電頻率范圍內，長電纜上的騷擾傳播，應按傳輸線特性來考慮。

根據傳輸線特性，對于長度與頻率所對應的λ/4可以比擬的導體，其阻抗特性為L/C。其端接阻抗應等于該導體的特性阻抗，實際上這是不大可能的。因此，在其終端會出現反射，形成駐波。在無線電頻率范圍內，許多實際系統中的駐波現象均有明顯的騷擾耦合作用。

一、輸入端噪聲

由于寄生電容的存在以及開關電源中高速開關管的開通與關斷，使得開關電源在其輸入端(即對交流電網)產生較大的共模噪聲和差模噪聲。我們以圖1所示電路為例來研究輸入端的噪聲分析。在圖1中，虛線框包圍的網絡LISN(Line Impedance Stabilization Network)是一個插入網絡，稱為電源網絡。插入這個網絡的目的是為了將開關電源產生的噪聲對于電網絡的污染限制到一個較小的程度，即保證交流輸入電網為一個叫純凈的功率信號，同時能夠實測共模噪聲和差模噪聲。在圖1中UX和UY表示噪聲電壓，差模噪聲定義為(UX-UY)/2，共模噪聲定義為(UX+UY)/2。電容CP是MOSFET的漏極與散熱器(假定散熱器接地)之間的寄生電容。

圖1 傳導型EMI測量電路

(1)共模噪聲CM和非固有差模噪聲NIDM(CM/NIDM)噪聲分析模型

為了便于研究共模噪聲CM和非固有差模噪聲NIDM，首先根據圖1建立研究用的噪聲模型，如圖1所示。在通常情況下，儲能電容CB的電壓可近似視為恒定值，用電源U2表示。MOSFET關斷時，電容CP(通常為500～3000pF)與高頻變壓器原邊相連，高頻變壓器原邊的電壓由輸出電容C0上的電壓所箝位，用電壓源U3表示;當MOSFET開通時，電容CP與電容CB的負極相連。假定LISN中的兩個50μH的電感只允許單向傳輸電網能量，同時開關電源所引起的噪聲均可略去不計。在上述假設條件下得到的圖2所示的簡化電路稱為CM/NIDM的噪聲模型。

圖2 用于研究CM/NIDM的噪聲模型

(2)產生共模噪聲的機理

假設電網的瞬間電壓uS>U2，且整流二極管D₁和D₂是導通的，如圖3所示。由圖可知，當T關斷時，電容CP上的電壓UE瞬間上升到UC+U3，其中UE是E點的電位，UC是C點的電位。這時由于電容U3上的電壓約為UA，即A點的電位，C3和電壓源U2為CP提供了兩路充電電流。同時由于A點電位UA≈U2，所以這兩個電流基本相等。當開關T開通時，其等效電路如圖4所示，其工作原理與圖3類似。

圖3 T關斷時的共模噪聲模型

圖4 T開通時的共模噪聲模型

總之，無論T接通還是關斷，共模電流流經的兩個通路的等效阻抗幾乎相等，所以在LISN的兩個支路中形成的共模電流也相同。因此，只產生共模噪聲，不產生差模噪聲。

(3)產生非固有差模噪聲的機理。假設電網的瞬間電壓uS1，U3和CP，所以E點的電位被瞬間充到UC+U3。此時，由于D₁導通，UA=UC，則UD=UA-U2<0所以D3和D4反偏。由于只有D₁導通，所以在LISN中只有D₁支路有電流，這個電流就是非固有差模噪聲。同理可分析圖6所示T開通時的電路工作過程，所不同的只是電容CP放電。

圖5 T關斷時非固有噪聲分析模型

圖6 T開通時非固有噪聲分析模型

(4)非固有噪聲的抑制

抑制非固有噪聲的思路是在圖2所示電路的A、B兩點間接一個濾波電容CX。對于電網頻率而言，CX相當于開路，對于高頻而言CX相當于短路，這樣可以把高頻差模噪聲轉化為共模噪聲，以減少對電網的影響。等效電路如圖7所示。

圖7 轉化高頻差模噪聲為共模噪聲的模型

由上面分析可知，在形成共模噪聲和差模噪聲的過程中，整流二極管D₁～D4均有可能參與導電，所以，開關電源所使用的整流二極管仍應是高頻二極管，否則，整流二極管的損耗將很大。順便指出，以上分析是建立在圖2所示等效電路基礎上的。在該等效電路中，CP是形成輸入噪聲的關鍵元件。同時要注意的是在圖2中還應包括兩根供電導線對地的分布電容，這種分布電容對噪聲的貢獻是不能忽略的。

二、超高頻輸出噪聲的分析模型及其抑制技術

在開關電源中，功率開關管、整流二極管是產生超高頻噪聲的根源，即可以認為功率開關管、整流二極管是高頻噪聲源。超高頻噪聲源會在開關電源的輸出端產生較為嚴重的超高頻噪聲。

(1)輸出濾波網絡的等效電路及簡化模型。以正激變換器為例，如圖8所示。輸出濾波網絡的高頻等效網絡如圖9所示。

圖8 正激變換器

圖9 輸出濾波網絡的等效電路

在圖中，CL，rL分別為濾波電感L0的分布電容和串聯等效電阻，rC，LC分別為輸出濾波電容C0的串聯電阻和串聯電感。在研究超高頻輸出噪聲時，由于噪聲源的頻率遠遠高于開關頻率，假設L0上的電流在一個高頻周期內保持不變，因此，L0相當于開路;電容C0上的電壓在一個超高頻周期內保持不變，因此C0相當于短路;且ωLCrC，ωLCRL。在上述假設基礎上，輸出濾波網絡可用圖10所示的超高頻簡化模型描述，圖中Un代表超高頻輸出噪聲。

圖10 超高頻簡化模型

(2)超高頻輸出噪聲分析模型

當T1開啟時，D₁由截止轉為導通狀態，D₂由導通轉為截止狀態，T1，D₁開通時產生的噪聲可以略去不計。D₂產生的超高頻噪聲可用噪聲源uS=UAe-atsinωt來描述;當T1關斷時，D₁由導通轉為截止狀態，D₂由截止轉為導通狀態，D₂開通時產生的噪聲可以略去不計。T1，D₁共同作用產生的噪聲可用噪聲源US=UD₁+UT1=UA1ea1tsinω1t+UA2nea1tsinω2t來描述，式中n是高頻變壓器原副邊匝比。因此，超高頻噪聲分析模型如圖11所示。

圖11 超高頻輸出噪聲分析模型

由圖11可得超高頻輸出噪聲Un為

Un=UD₁1-ω21CLLC+UT11-ω22CLLC(1)在實際電路中，變壓器原邊和副邊的寄生電容往往起了很重要的作用。在分析超高頻輸出噪聲時，這一寄生電容不能忽略，但到目前為止，尚未見到合適的分析模型。

(3)超高頻噪聲抑制技術

抑制技術1:給D₁，D₂串聯一個磁飽和電感LS。由于D₁，D₂在由導通轉為截止狀態時產生超高頻振蕩的原因在于滿足了電感阻尼振蕩的條件，即寄生參數滿足Lr/Cr≤2Rtoff。當給D₁，D₂串聯電感LS后，在D₁、D₂改變狀態時，LS→∞，Lr+LS≈LS→∞，所以根本不會產生振蕩。在這種情況下，Us=0，抑制了D₁和D₂產生的超高頻噪聲。由于在T1轉換狀態時，LS→∞，所以T1產生的噪聲也不能傳輸到輸出端。

抑制技術2:給D₁，D₂，T1的兩端并聯一個RC串聯網絡，使得寄生參數與RC并聯組成的網絡為一個阻尼網絡，而不是一個振蕩網絡。RC串聯網絡按下面式子設計:

Cmin=8C1(2)

R=0.65Lr/C1(3)

式中Cmin是C的最小值，Lr是寄生電感的總和。通常取R=2～20Ω，C=0.01～1μH。

三、結語

本文通過對傳導型噪聲和超高頻輸出噪聲的分析，給出傳導型噪聲和超高頻輸出噪聲的機理，提出了抑制傳導型噪聲方法及其參數計算公式，使直流開關電源在應用時，能避免由于噪聲干擾而導致設備性能的下降，從而保證直流開關電源的正常運行。

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