Boost ZVT-PWM變換器在單相功率因數校正的應用

榮軍 李一鳴

（1. 湖南理工學院信息與通信工程學院；2. 湖南理工學院計算機學院，湖南岳陽 414006）

1 引言

目前，Boost電路已廣泛應用于單相整流電源的功率因數校正技術中。傳統的 Boost電路工作在硬開關狀態，其特點是工作在不連續導電模式時，電感電流峰值正比于輸入電壓，輸入電流波形跟隨輸入電壓波形，因而控制簡單。但是缺點是開關不僅要通過較大的通態電流，而且關斷較大的峰值電流引起很大的關斷損耗，同時還會產生嚴重的電磁干擾。因此在Boost電路中采用軟開關技術不但可以提高開關頻率，而且可以解決開關開通與關斷損耗，容性開通，感性關斷和二極管反相恢復四大缺陷。然而在軟開關技術方面前人已經提出好幾種電路，比如說諧振型變換器，準諧振變換器和零開關PWM變換器等電路，雖然在單相功率因數校正電路中采用這些電路可以提高功率因數和提高系統的效率，但是總體上并不理想。本文采用 Boost ZVT-PWM[1]變換電路，使其工作軟開關狀態，特點是工作在連續導電模式，優點是功率開關管開通損耗和二極管的反向恢復損耗都大大降低，較之采用傳統硬開關控制技術的功率因素校正提高了一大步。通過電路仿真和實際電路設計，發現都可以很好達到功率因數校正的目的，而且顯著減少了功率管的開關損耗，抑制了電磁干擾，可獲得較高的效率。

2 幾種Boost軟開關電路介紹

2.1 Boost諧振變換器

Boost諧振變換器[1]利用諧振現象，開關器件中的電流可以減小到零以后而實現開關器件的關斷，這種變換器電路克服了功率開關管開關損耗隨開關頻率成正比提高的缺點，能使開關損耗減小，工作頻率提高，為高壓大功率開關電源的高頻化實現提供了可能。該類變換器實際上是負載諧振型變換器，按照諧振元件的諧振方式，分為串聯諧振變換器和并聯諧振變換器兩類。按負載與諧振電路的連接關系，諧振變換器可分為兩類:一類是負載與諧振回路相串連，稱為串聯負載諧振變換器；另一類是負載與諧振回路相并聯，稱為并聯負載諧振變換器。在諧振變換器中，諧振元件一直諧振工作，參與能量變換的全過程。該變換器與負載關系很大，對負載的變化很敏感，一般采用頻率調制方法。

2.2 Boost準諧振變換器

Boost準諧振變換器(Quasi-resonant converters，QRCs)和多諧振變換器(Multi-resonant converters，MRCs)，是軟開關技術的一次飛躍。這類變換器的特點是諧振元件參與能量變換的某一階段，不是全程參與。在變換器的開關管中加入一個諧振電感和一個諧振電容構成諧振開關(Resonant switch)，根據開關管與諧振電感和諧振電容的不同組合，諧振開關可分為零電流諧振開關(Zero-current resonant switch)和零電壓諧振開關(Zero-voltage resonant switch)。根據諧振開關的用途，準諧振變換器分為零電流開關準諧振變換器和零電壓開關準諧振變換器。多諧振變換器是為了同時實現功率開關管和二極管的軟開關而發展起來的一種新型軟開關技術，可以降低二極管的開關損耗和開關管的電壓應力，進一步提高效率。一般應用零電壓多諧振變換器，因為它可以直接利用開關管和二極管的結電容，形成零電壓諧振開關QRCs和MRCS由于實現了開關管的軟開關，可以將開關頻率提高到幾 MHz甚至幾十MHz。但是由于它們的開關頻率是變化的，很難優化設計濾波器，而且電壓和電流應力很大[1]。

2.3 Boost零開關PWM變換器

Boost零開關 PWM變換器[2]可分為零電壓開關PWM變換器(Boost ZVS-PWM)和零電流開關PWM變換器(Boost ZCS-PWN)。該類變換器是在準諧振變換器的基礎上，加入一個輔助開關管，來控制諧振元件的諧振過程，實現恒定頻率控制，即實現PWM控制。與準諧振變換器不同的是，諧振元件的諧振工作時間與開關周期相比短，一般為開關周期的1/10至1/50。

2.4 Boost諧振變換器

Boost諧振變換器(包括準諧振和多諧振變換器)的諧振電感和諧振電容一直參與能量傳遞，而且它們的電壓和電流應力很大。而零開關PWM變換器中，雖然諧振元件不是一直諧振工作，但諧振電感卻串聯在主功率回路中，它的損耗較大，同時，開關管和諧振元件的電壓應力和電流應力與準諧振變換器的完全相同，為此提出了零轉換PWM變換器[2]。它可分為零電壓轉換PWM變換器(Boost ZVT-PWM)和零電流轉換PWM變換器(Boost ZCT-PWM)。這類變換器是軟開關技術的又一飛躍。它的特點是變換器工作在PWM方式下，輔助諧振電路只是在主開關管開關時工作一段時間實現開關管的軟開關，其它時候不工作，從而減小了輔助電路的損耗，而且輔助電路并聯在主功率回路中，輔助電路的工作不會增加主開關管的電壓和電流應力，主開關管的電壓和電流應力很小。下面重點分析Boost ZVT-PWM變換器。

3 Boost ZVT-PWM變換器主電路拓撲及工作原理

3.1 電路零轉換工作原理

Boost ZVT-PWM變換電路[2]如圖1所示，下面來分析所采用電路的工作原理和電路運行模式：Boost ZVT-PWM變換器不同于傳統的Boost變換器，圖1和圖2分別為它的電路圖及波形圖。Boost ZVT-PWM 變換器在傳統的 Boost 變換器基礎上增加了一個 ZVT 網絡，該網絡由輔助開關 QZVT、諧振電感Lr、諧振電容Cr及二極管D2和D3組成。電路工作時，輔助開關QZVT先于主開關 QMAIN開通，使 ZVT 諧振網絡工作，電容Cr上電壓（即主開關QMAIN兩端電壓）下降到零，創造主開關QMAIN零電壓開通條件。

3.2 運行模式分析

假設輸入電感足夠大，可以用恒流源IIN代替，而輸出濾波電容足夠大，輸出端可用恒壓源VO代替。設T＜T0時，QMAIN和QZVT均關斷，D1導通，一個工作周期可分為七個工作模式[3]，其中每個工作模式可以等效一個電路。圖 2為Boost ZVT-PWM變換器工作波形圖。下面是一個周期內Boost型ZVT-PWM變換器各個階段的運行模式分析，一周期內7個運行模式的等效電路如圖3所示。

圖1 Boost ZVT-PWM 變換器主電路

圖2 Boost ZVT-PWM 變換器波形圖

（1）T0 ～T1Lr電流線形上升階段

t=T0，輔助開關 Tr1開通，諧振電感電流 iLr線形上升，t=T1時達Is，二極管D的電流ID則由Is線形下降，t=T1時降到零電流下關斷。若采用快速恢復二極管，可忽略D的反向恢復電流。這一階段Vds不變，等效電路如圖3（a）。

（2）T1～T2諧振階段

LrCr諧振，電流iLr諧振上升，而電壓Vds由Vo諧振下降。T=T2時，Vds=0，Tr的反并聯二極管導通。等效電路如圖3（b）。

（3）T2～T3主開關Tr開通

由于Tr的體二極管已導通，創造了 ZVS條件，因此應當利用這個機會，在t=T3時給Tr加驅動信號，使Tr在零電壓下導通，等效電路如圖3（c）。

（4）T3～T4iLr線形下降階段

t=T3，Tr1關斷，由于 D1導通，Tr1的電壓被鉗在V0值，Lr的儲能釋放給負載，其電流線形下降。T=T4時，iLr=0，等效電路圖如圖3（d）。

（5）T4～T5ids恒流階段

T=T4，D1關斷，這時Boost型ZVT-PWM變換器如同普通Boost型變換器的開關管導通的情況一樣，ids=Is，等效電路如圖3（e）。

（6）T5～T6Cr線形充電階段

t=T5，Tr關斷，恒流源Is對Cr線形充電，直至t=T6時，VCr=Vo。等效電路圖如3（f）。

（7）T6～T7續流階段

這個階段如同普通Boost型變換器開關管關斷的情況一樣，處于續流狀態，直到t=T0，下一周期開始，等效電路圖如圖3（g）。

圖3 Boost型ZVT-PWM變換器一周期內各運行模式的等效電路

4 參數設計以及仿真驗算

4.1 電路參數設計

設計指標：單相交流輸入220 V，上下波動15%，輸出功率為2000 W，效率為90%，輸出電壓為380 V，變換器工作頻率為100 kHz。

4.2 仿真結果

在計算機仿真軟件Matlab的Simulink中建立仿真模型進行仿真[4]。仿真參數：Vin=220 V；L=200 μH；fk=100 kHz；Lr=4.7 μH；Cr=470 pF在 Matlab的 Simulink中仿真得到仿真圖如圖 3所示。

4.3 仿真結果分析

從圖4可以看出輸入電流較好的跟蹤了輸入電壓，達到了功率因數校正的目的。

5 結論

綜上所述：在單相功率因數校正電路中采用Boost ZVT-PWM 變換器，可以實現軟開關PFC。

圖4 輸入電壓電流仿真圖

實驗結果表明很好的達到功率因數校正的目的，而且減少了開關管的損耗，抑制了電磁干擾和提高了系統的效率。

[1] 王增福, 李旭, 魏永明. 軟開關電源原理與應用[M].電子工業出版, 2006.

[2] 路秋生. 功率因素校正技術與應用[M]. 北京: 機械工業出版社,2006.

[3] M. L. Martins, J.L. Russi and H.L. Hey. Zero-voltage transition PWM converters: A Classification Methodology. IEE Proc.-Electr. 2005,152(2): 323-334.

[4] 林飛, 杜欣. 電力電子技術與 MATLAB仿真[M].北京: 中國電力出版社, 2005.