基于射頻三極管的超寬帶引信脈沖源

雷華相,周國安,付紅衛

(空軍工程大學導彈學院,陜西三原 713800)

0 引言

超寬帶(UWB)引信體制以其高距離分辨率、高隱蔽性、強穿透能力、強抗干擾能力、低功耗和低成本等優點[1],成為了各國競相研究的一種新型主動式引信。國內對UWB技術的研究起步較早,在“七五”、“八五”期間曾對超寬帶引信開展過預研,雖然取得了一些成果,但是在超寬帶相關接收機、高精度脈沖延遲、引信的微功耗、微型化等關鍵技術中存在的一些問題尚未得到全面解決。自2000年以來,我國的很多科研院所一直致力于超寬帶技術理論與應用方面的研究,并開始對超寬帶引信進行研制。

超寬帶引信關鍵技術中,納秒或亞納秒脈沖的形成技術倍受關注。目前有許多生成納秒或亞納秒脈沖信號的方法[2],但考慮到超寬帶引信的性能和成本,現主要采用的是階躍恢復二極管(SRD)。由文獻[3]知,基于SRD的超寬帶脈沖源已在引信中成功運用。但該脈沖源成本高,電路復雜(產生的單極脈沖還需整形成發射效率高的雙極脈沖[4]),工作電壓高。因此本文利用射頻三極管低價和低壓雪崩特性[5],結合電感器件磁場能存儲與釋放效應,設計和制作一種基于射頻三極管的超寬帶引信脈沖源。

1 三極管雪崩特性

晶體管的輸出特性一般有飽和、線性、截止和雪崩4個區。利用三極管的雪崩倍增效應產生窄脈沖的電路圖如圖1所示。

圖1 三極管脈沖產生電路Fig.1 The pulse generator electric circuit of BJT

當無觸發脈沖輸入時,雪崩三極管基極處于反向偏置,高壓直流電源V cc經過大阻值限流電阻R C加到集電極,并經過RC,RL給C充電。此時,三極管處于截止和臨界雪崩狀態。儲能電容C進入穩態后兩端電壓為U CE約為V cc。隨著正極性觸發脈沖的上升沿輸入,三極管發生雪崩效應,迅速進入導通狀態。儲能電容C通過三極管和負載電阻R L迅速放電。C兩端電壓很快降低,當C的放電電流不足以維持雪崩效應時,由于基極輸入觸發脈沖的寬度比較寬,上升時間長,所以三極管進入飽和狀態。當輸入觸發脈沖結束以后,基極重新處于反偏,三極管進入截止狀態,V cc通過限流電阻R C和負載電阻R L向C充電,經過大約(3～5)(R C+R L)×C的恢復時間,儲能電容C進入穩態,兩端電壓近似為V cc,為下一次觸發作好準備[6]。

2 三極管脈沖源原理

2.1 脈沖源電路

在三極管脈沖電路的基礎上,將三極管選定為射頻三極管Q,并添加特定的電容電感,制作本文中的超寬帶引信脈沖源電路。其電路圖如圖2所示。

圖2 脈沖源電路Fig.2 The pulse generator electric circuit

設計電路增加了電感 L1、L2和電容C0、C3。它們的作用分別為:

L1的作用:

1)在C2放電完畢時,L1和R2串聯,電流只能按指數規律增大而不是Vcc/R2,從而使射頻三極管可靠退出雪崩導通狀態,L 1在電流增加過程中儲能,因此R2的取值可以大幅度減小,充電速度加快,電路輸出UWB脈沖的PRF得以提高。

2)當C2充電接近電源電壓時,L1釋放電能,可使電容充電到電源Vcc電壓的1.4倍甚至更高,在較低電源電壓下可產生較大的輸出UWB脈沖幅度。

3)L 1的電感值較大,有通直流隔交流的作用,能夠有效濾除Vcc中部分諧波交流噪聲分量,減小對接收機的噪聲影響。

L2的作用:

1)L2與C2輪流放電,在R3兩端形成雙極窄脈沖。

2)在相對緩慢的充電過程中,近似認為短路而加速C2充電過程。

C0和C3的作用:

將電源V cc中的交流紋波耦合到地,減少進入接收機中頻電路的交流噪聲信號。設計中取C0=0.1μF,C3=10μF。

2.2 主要元件參數選擇

1)射頻三極管Q:三極管的功率損耗P必須小于三極管的功率損耗容限P max。三極管的功率損耗可由下式計算[7]。

式(1)中,C2為儲能電容,V0為輸出脈沖幅度,f為電路的工作頻率。

2)雪崩電容C2:C2的選擇應該適中,C2太大,輸出脈沖寬度加寬,電路恢復期太長,降低了超寬帶脈沖源的重復頻率;C2太小,輸出脈沖振幅減小。通常取值為幾皮法到幾十皮法。對C2取值2.5～6.5 pF進行仿真測試表明:電容C2值越大,脈沖幅度越大;但在增大到5.5 pF以后,脈沖幅度的增加已經不明顯。考慮到同時脈沖的寬度增加顯著。因此本文使用6 pF。

3)R2:電源電壓經R2對C2的充電時間常數必須小于觸發脈沖的周期T,要求充電常數τ=R2 C2小于觸發信號的周期 T,即R2＜T/C2。但R2不能選擇太小,否則晶體管長時間處于導通狀態,導致溫度過高而燒壞。本文使用500Ω。

4)L1:為了加快充電速度,R2的取值應大幅度減小;在減小R2取值時為使三極管可靠退出雪崩導通狀態,需選擇合適的L,在C 放電完畢后,使其充電的電流緩慢增長。對L1取值5～40μH進行仿真測試表明:L1值對脈沖幅度影響不大,其主要影響脈沖寬度。在 L1=30μH 時,較為理想。因此本文使用30μH。

5)L2:L 2過大,放電過程減慢,產生的脈沖寬度大;L2過小,放電過程較快,產生的脈沖寬度較窄,為了保證產生合適寬度脈沖,得通過仿真選取合適的電感值。通過對L 2取值4～13 nH進行仿真測量表明:電感L2值越大,所產生的脈沖幅度越大,但脈沖寬度也同時增大;在增大到10 nH以后,脈沖幅度的增加已經不明顯,而脈沖的寬度增加。因此文中使用10 nH較理想。

6)R3:R3的值越大,產生脈沖的幅度越大,但是脈沖存在嚴重“拖尾”,拉長了脈沖。經過仿真調試本文選擇R3=90Ω。

3 雪崩管電路動態分析

3.1 充電等效電路分析

由于L 1?L 2,R3?R2,對圖2電路進行簡化后得到圖3。

圖3 充電等效電路Fig.3 The equivalent electric circuit of charging

令式(3)的一階導數為0,得

即wt+θ=tan-1(-)+nπ,當n=0時,uc2取第一個極值點,對應的值為:

由式(5)可知,該設計脈沖源電路在元件參數取值合理時,可以實現uc2max＞Vcc。

3.2 放電回路分析

因為L1、R2支路的時間常數遠大于雪崩放電回路的時間常數,分析雪崩放電回路時,忽略L 1、R2支路的影響,射頻三極管雪崩導通時采用等效電阻R on代替,其值一般為30～50Ω,放電回路等效電路如圖4所示。

圖4 放電等效電路Fig.4 The equivalent electric circuit of discharging

由元件特性和電路規律得微分方程為:

由式(6)知:當電路滿足b2-4ac＜0,放電主要分為兩段過程:1)三極管Q由截止到雪崩擊穿導通,C2放電電流由0增加到最大;2)當C2存儲的電荷減少,放電電流開始減小時,電感L 2放電。R3兩端電壓極性迅速反轉,電感對R3放電同時對電容C2反向充電,隨著放電進行電壓越來越低。電感放電完畢時,C2兩端反向充電到最大值,而C2兩端電壓對三極管Q為負壓,三極管截止,故放電過程結束。

4 軟件仿真與實際電路測試

仿真中,為了貼近真實的74HC04D輸出的脈沖,我們設置V in的頻率為10 MHz,占空比為20%,電壓為5 V,上升沿和下降沿為3 ns,CMOS電平標準的脈沖。根據電路仿真測試結果,各電路元器件的取值為:C1=300 p F,C2=6.0 pF,R1=6 000Ω,R2=500Ω,R3=90Ω,L 1=30μH,L 2=10 nH,Vcc=12 V;Q采用英飛凌公司的BFP450。利用ADS仿真軟件進行仿真,得到的波形如圖5所示。

仿真得到的脈沖幅度V=11.022 V,脈沖峰谷寬度為:562 ps。

圖5 ADS仿真波形Fig.5 The waveform of ADS simulation

據脈沖源電路,實際電路制作在相對介電常數為2.2,厚度為1.02 mm的介質基片上,如圖6所示。

圖6 脈沖源實物圖Fig.6 The manufacture of the pulse generator

利用與仿真相同的參數進行電路實驗。試驗電路元器件參數值在仿真環境元器件參數值附近進行調整,Agilent 54855A 6GHz數字存儲示波器記錄的波形如圖7所示。

圖7 實測波形Fig.7 The real waveform of the manufacture

由圖7可得,實際電路產生的雙極窄脈沖的脈沖幅度V=8.608 V,脈沖峰谷寬度為700 ps,能滿足超寬帶引信的需要。仿真波形與實驗測量波形極其相似,但脈沖幅度,脈沖峰谷寬度存在差異,一方面因仿真軟件中所有元件的數學模型都是理想的,不考慮分布參數、電容電感的損耗等因素;另一方面因儀器測量精度與仿真計算精度有較大差異。

5 結論

本文提出了一種基于射頻三極管的超寬帶引信脈沖源電路,它以射頻三極管為核心,利用射頻三極管的低價和低壓雪崩特性及電感器件的磁場能存儲與釋放效應。對電路進行分析、仿真與實際電路測試表明:該脈沖源能滿足超寬帶引信的需要,且較文獻[2]中脈沖源成本更低、電路更簡單、工作電壓更低,因此適合作為當前部分引信[2]脈沖源的替換品。

[1]翟曉軍,陳明,李阿楠.基于超寬帶的隔墻探測二維成像雷達系統[J].探測與控制學報,2007,29(4):21-23.ZHAI Xiaojun,CHEN Ming,LI Anan.Radar system of through-wall detection and two dimensional imaging based on UWB[J].Journal of Detection&Control,2007,29(4):21-23.

[2]Barrett T W.History of ultra wideband(UWB)radar&communications:Pioneers and innovators[C]//Progress in Electro-magnetics symposium 2000.Cambridge:MA,2000(4):21-23.

[3]王欣,付紅衛,向正義.超寬帶引信脈沖源的仿真設計[J].彈箭與制導學報,2006,26(3):266-268.WANG Xin,FU Hongwei,XIANG Zhengyi.Simulation and design of a pulse generator for ultra-wideband Fuse[J].Journal of Projectiles Rockets Missiles and Guidance,2006,26(3):266-268.

[4]孟凡寶,馬弘舸,周傳明.1GW超寬帶單周期脈沖輻射源實驗研究[J].強激光與粒子束,1999:11(4):473-476.MENG Fanbao,MA Hongge,ZHOU Chuanming.Ultrawide band pulse radiation source[J].High power laser and particle Beams,1999:11(4):473-476.

[5]Siwiak K,Withington P,Phelan S.Ultra-wide bandradio:The emergenceof an important RF technology[C]//IEEE Semiannual Vehicular Technology Conference VTC2001.Greece:Rhodes,2001:169-172.

[6]MILLMAN J,TAUB H.Pulse,Digital,and Switching Waveforms[M].New York:McGraw-Hill,1965.

[7]邢靜媛,劉麗莉.大幅度納秒脈沖發生器[J].核電子學與探測技術,1995,15(2):123-124.XING Jingyuan,LIU Lili.A large amplitude nanosecond pulse generator[J].Nuclear Electronics&Detection EChnology,1995,15(2):123-124.