基于DSP的新型全橋PWM DC／DC變換器研究

胡學芝

（黃石理工學院，湖北黃石435003）

1 引言

移相全橋ZVS變換器是一種具有優良性能的移相全橋變換器，其兩個橋臂的開關管均在零電壓軟開關條件下運行，開關損耗小，結構簡單［1］，因此在中大功率DC/DC變換場合得到了廣泛研究和應用。針對基本移相全橋DC／DC變換器次級整流二級管的關斷電壓尖峰和振蕩等問題，本文提出了一種原邊帶鉗位二極管的新型移相全橋ZVS DC/DC變換器，簡述了主電路的組成、原理及工作波形。與傳統的模擬控制相比，數字系統具有更高的穩定性，也是實現網絡化和智能化必備的條件，越來越多的電力電子裝置采用了全數字控制，本文采用TMS320LF2407A作為控制芯片，設計了變換器的數字控制系統，實現了系統的電壓、電流雙閉控制方案，最后進行了實驗，給出了實驗波形。

2 變換器主電路組成及工作原理

帶箝位二極管的ZVS DC／DC變換器的主電路如圖1所示，D1-D4分別是與VT1-VT4一起的封裝二極管，C1-C4分別是VT1-VT4的外接電容（包括寄生電容）。Lr是諧振電感（包括變壓器漏感），Cb是隔直電容。每個橋臂兩個開關管互補導通，兩個橋臂導通角相差一個相位，即移相角，通過調節移相角可以調節輸出電壓，VT1和VT3組成超前橋臂，VT2和VT4組成滯后橋臂。副邊采用全橋整流方式，CDR1-CDR4分別為二極管DR1-DR4的等效并聯電容。另外在變壓器原邊的電路中附加了兩個起鉗位作用的二極管D5和D6，用來抑制副邊整流橋的寄生振蕩，減小二極管上的尖峰電壓。設Uin為理想的直流，其中隔直電容Cb是用來抑制由于VT1、VT4導通時間不可能與VT2、VT3的導通時間完全相同而在變壓器原邊產生的直流分量，以防止變壓器鐵心直流磁化直至飽和而導致變換器的非正常工作，設圖1中所有二極管、開關管等器均為理想器件，且Lr＞＞Lr/n2（n為變壓器原副邊匝比），圖2示出帶鉗位二極管的移相全橋ZVS DC／DC變換器電路主要波形圖，該變換器在一個開關周期共內共有18種開關模態，后9種與前9種類似。由圖可見，在超前橋臂實現軟開關的時段，必須要有足夠的能量抽走開關管VT3上并聯電容C3上的全部電荷以及副邊整流二極管DR2的等效并聯電容上的部分電荷，還要給開關管VT1上并聯電容C1充電。這段時間是由諧振電感與輸出濾波電感來提供該能量。在滯后橋臂實現軟開關的時段，要有足夠的能量抽走開關管VT2上并聯電容C2上的全部電荷，還要給開關管VT4上并聯電容充電。由于此時副邊整流二極管全部導通，變壓器副邊被短路，這段時間是由諧振電感提供能量。原邊加鉗位二極管的緩沖電路的工作原理是：在［t5，t6］時刻，DR1、DR4反向恢復時整流橋上產生的振蕩感應到原方使 C 點電壓低于零，D6導通；［t12，t13］時刻，DR2、DR3反向恢復時整流橋上產生的振蕩感應到原方使C點電壓高于Uin，D5導通。D5、D6導通時均將變壓器原邊電壓鉗位在Uin，因而將變壓器副邊電壓鉗位在Uin／n，從而消除了整流橋的尖峰電壓和二極管反向動脈 恢復造成的損耗，抑制甚至可以消除輸出整流橋的寄生振蕩。

圖1 新型ZVS DC／DC變換器主電路拓撲

在一個開關周期Ton內，每個開關導通時間都略小于Ton／2，而關斷時間略大于Ton／2，VT1的波形比VT4的波形超前0至Ton／2時間，VT2的波形比VT3的波形超前0至Ton／2時間，因此VT1和VT2為超前橋臂，VT3和VT4為滯后橋臂。

圖2 變換器主要工作波形

3 DC／DC變換器控制策略及實現

控制電路主要由控制信號的產生部分、功率驅動部分、隔離輸出部分組成，本變換器控制系統采用雙環控制模式，變換器控制電路的主要作用是控制超前橋臂和滯后橋臂間的移相角，從而控制輸出電壓值；其次就是提供一些基本的保護電路，如：短路保護，過壓保護、限流等電路，確保變換器的安全工作。本系統采用了系統電壓、電流雙環控制模式，同時采樣輸出電壓和輸出電流作為反饋值進行控制，內環控制輸出濾波電感電流，外環控制輸出電壓，控制模式的基本原理可參考文獻［1］；雙環控制的優點一是對輸入電壓變化的響應快，提高了系統響應速度；二是可以很方便的設計過流保護電路，如圖3所示為雙環控制模式系統方框圖，圖中：Ku為輸出電壓采樣系數，Ki為電感電流采樣系數；Kmd為脈寬調制器的傳遞函數，Kmd＝1 ／Um（Um為三角波峰值），Gv（s）、Gi（s）分別為電壓環PI調節器和電流環PI調節器的傳遞函數，Gid（s）為主電路的占空比對電感電流的開環傳遞函數［2］［3］：

式中：Uin為輸入直流電壓，n為變壓器副原方匝比，L為輸出濾波電感，C為輸出濾波電容，R為負載電阻，Z（s）為負載與輸出電容支路的并聯阻抗，Z（s）＝R ／（sCR＋1）

圖3 雙環控制系統方框圖

圖5 EXB841驅動電路

3.1 系統硬件設計

主控芯片采用TMS320LF2407，該芯片的指令周期為25ns，PWM分辨率高，能實時完成復雜計算控制，它的兩個事件管理器模塊EVA和EVB，能夠實現16通道的A／D轉換、對稱和不對稱PWM波形以及死區編程等，如圖4所示為系統硬件組成構圖。圖中外環是電壓環，內環是電流環，內環和外環均采用PI調節器，DSP控制電路部分輸出PWM信號，作為驅動電路的輸入，驅動電路采用EXB841驅動芯片，EXB841產生的驅動信號電平為＋15V和-5V，＋15V的高電平使開關快速導通，而-5V的門極驅動信號使得功率器件能承受更高的電壓，并且防止誤導通。驅動電阻RG3Ω-12Ω，能驅動高達400A的600V IGBT和高達300A 1200V IGBT，EXB841內部帶有過流保護功能，它是通過檢測IGBT集射極的電壓來完成的。驅動電路如圖5所示，實驗中，驅動電阻RG選為10Ω。

3.2 基于DSP的直接移相脈沖生成方法

移相是滯后臂驅動相對于超前臂驅動之間的一個周期性延時，其延時角即為移相角。設PWM1／PWM2驅動超前臂開關管，PWM3／PWM4驅動滯后臂開關管，每個橋臂上下兩管之間的驅動互補且帶死區。在實現中可以固定超前臂的驅動在每一周期的T0時刻發出，那么只要延遲移相角Φ對應的時間，則可以得到滯后臂的驅動，可以實現0°-180°范圍內的自由移相。由圖6可見，定時器T1的計數方式為連續增減模式，在計數器T1CNT＝0和T1CNT＝T1PR時分別更新 CMPR1和 CMPR2的值，這一過程可以分別在T1的下溢中斷和周期中斷中完成。設移相角Φ對應的延遲時間為Td，顯然在0-T／2區間內CMPR1與CMPR2的關系以及T／2-T時間段內 CMPR1、CMPR2的值與 0-T／2時間段內CMPR1、CMPR2的值的關系可分別表示如下［4］：

圖4 變換器硬件組成框圖

這種脈沖生成方法只需用到DSP的PWM1-PWM4的4個口，而且可以利用死區設置寄存器可編程地直接設置死區，因此非常靈活方便，簡單可靠。

圖6 基于DSP的直接移相脈沖生成方法

3.3 系統軟件設計

系統軟件主要有主程序和中斷服務程序兩大部分，主程序主要是完成系統初始化，開關機檢測，開關機初始化，然后進入主程序循環等待中斷［5］。中斷服務程序包括周期中斷程序，下溢中斷程序等。在周期中斷程序中完成讀取電壓采樣值，數字濾波，實施控制算法，啟動電流A／D轉換，調節器運算程序等工作。如果系統出現故障，則外部硬件產生信號去封鎖脈沖放大和整形電路，同時產生信號送DSP，產生中斷封鎖脈沖輸出。如圖7所示為系統主程序流程圖。

圖7 系統主程序流程圖

4 實驗結果

根據上述的理論分析，搭建了實驗系統，電路參數為：輸入電壓 Uin＝550V，輸出電壓 Uo＝20V；輸出電流Io為25A，主要元件參數：主功率器件選用CM200DY-24H模塊，其內部集成了兩個IGBT和二極管，變壓器原副邊匝比22：17，超前橋臂并聯電容為1nF；滯后橋臂并聯電容為4.7 nF；輸出濾波電感為2mH，輸出濾波電容為6580 uF，開關頻率為40kHz。在20A負載下進行實驗，圖8所示是超前橋臂軟開關的波形。圖中的通道1代表了超前橋臂IGBT管的驅動信號波形，通道2代表超前橋臂IGBT管的管壓降波形。從圖中可以看出來，超前橋臂開關管在驅動波形上升沿來到之前，管壓降已經降到零，也就是剛實現了零電壓開通。圖9是滯后橋臂軟開關的波形。圖中的通道1代表了滯后橋臂IGBT管的驅動信號波形，通道2代表滯后橋臂IGBT管的管壓降波形。由于超前橋臂開關管的零電壓開關的實現是通過變壓器原邊漏感和濾波電感共同作用起作用的，因此在輕載情況下即可實現軟開關。圖10是原邊加鉗位二極管時副邊整流二極管后電壓波形，可以看出加了鉗位二極管后副邊整流后電壓尖峰小，振蕩幅值小，振蕩時間也短。

圖8 超前橋臂軟開關波形

圖9 30A負載時滯后橋臂軟開關波形

圖10 副邊整流二級管后電壓波形

5 結論

數字控制方式具有控制靈活、不存在溫漂問題、控制功能強等優點，本文選用TMS320LF2407DSP作為主控芯片，實現了原邊帶箝位二極管的移相全橋全數字ZVS DC／DC變換器的雙閉環數字控制，給出了其數字實現方案，并進行了實驗，實驗結果證明了方案的可行性。加入箝位二極管后滯后橋臂的零電壓范圍寬?；贒SP的移相全橋全數字ZVS DC／DC變換器結構簡單，工作可靠，調試方便，功能完善，易于實現動靜態性能與模擬變換器一樣好，有很好的應用前景。

［1］許 峰，徐殿國，柳玉秀.一種新型的全橋零電壓零電流開關PWM變換器［J］.中國電機機工程學報，2004，24（1）：147-152.

［2］胡育文，丁志剛，游志青.變換器副邊電流鉗位DC／DC ZVS 全橋變換器［J］.中國電機工程學報，2003，23（12）：153-159.

［3］孫鐵成，湯平華.一種新型全橋零電壓轉模PWMDC-DC變換器.中國電機工程學報，2006，26（6）：83-87.

［4］周令琛，洪曉鷗.一種新的移相全橋PWM DC／DC變頻器［A］.電力電子技術，2008，42（7）：26-28.

［5］J G Cho，G H Rim，F C Lee.Zero Voltage and Zero Current Switching Full-bridge PWM Converter Secondary Active Clamp ［J］.IEEE Trans.On Power Electron.1998，（13）：601-607.

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