級聯型中高壓變頻器主電路結構及工作原理

　　 宋國慶，男，漢族，安徽樅陽人，工科學士，工程師，安徽頤和新能源科技股份有限公司職工。
　　 摘要：級聯型中高壓變頻器將若干個獨立的低壓功率單元的輸出串聯，實現高壓輸出。電網電壓經過移相變壓器降壓后給功率單元供電，每個功率單元分別由輸入隔離變壓器的一個二次繞組供電，變壓器二次繞組之間相互絕緣。功率單元為三相輸入的整流電路和單相輸出的交-直-交電壓源型逆變器結構，將相鄰的功率單元串聯起來構成單相，三相輸出Y型聯結。
　　關鍵詞：中高壓變頻器功率單元逆變器變壓器
　　中圖分類號：TN77文獻標識碼：A 文章編號：1672-3791（2011）06（c）-0000-00
　　
　　級聯型中高壓變頻器將若干個獨立的低壓功率單元的輸出串聯，實現高壓輸出。5個功率單元串聯輸出6KV電壓的原理如圖1(a)所示，主電路結構如圖1(b)所示，電網電壓經過移相變壓器降壓后給功率單元供電，每個功率單元分別由輸入隔離變壓器的一個二次繞組供電，變壓器二次繞組之間相互絕緣。功率單元為三相輸入的整流電路和單相輸出的交-直-交電壓源型逆變器結構，如圖1(c)所示，將相鄰的功率單元串聯起來構成單相，三相輸出Y型聯結。
　　功率單元的電壓等級和串聯數量決定變頻器的輸出電壓，功率單元的輸出電流決定變頻器的輸出電流。
　　由于采用整個功率單元串聯，所以不存在器件串聯引起的均壓問題，也不存在二極管嵌位電路或電容嵌位電路引起的直流側分壓電容電壓不均衡問題，但是串聯功率單元較多，對單元本身的可靠性要求較高。這種變頻器的一個發展方向是采用額定電壓較高的功率單元串聯，在達到滿足輸入、輸出波形質量要求的前提下，盡量減少單相串聯單元的個數，提高系統可靠性。
　　 由于中高壓變頻器容量一般較大，且應用日趨廣泛，對電網諧波污染的問題已經不可忽視，國際上對諧波污染控制的標準中，應用較普遍的是IEEE519-1992，我國也有相應的諧波控制標準，應用較為廣泛的是國標GB/T14549-93《電能質量公用電網諧波》。IEEE519-1992標準規定在電網短路電流小于20倍負載電流時總諧波電流失真小于5%。變頻器對電網的影響主要取決于變頻器整流電路的結構和特性。在變頻器中常用的是電壓型二極管整流電路，它的輸入諧波電流取決于電網側阻抗和直流電抗器的大小，由于采用二極管不可控整流，換相在對應線電壓最小時才發生，導致di/dt非常小，由于換相重疊角與輸入電抗有關，當電源側阻抗較大時，換相更加緩慢，使高次諧波電流相對于晶閘管整流電路大大降低，但與規定的5%的諧波電流失真率相比仍然較大。為了解決這一問題，有以下三種解決辦法：
　　(1) 在整流橋輸出和濾波電容之間串入直流電抗器，這樣可以減少輸入電流的諧波含量，然而也會帶來弊端，影響濾波電容對變壓器輸入浪涌電壓的吸收效果。
　　(2) 利用多重化整流電路減小輸入電流的諧波。采用12脈波整流電路后，其網側電流僅含 次諧波，諧波含量隨諧波次數的增大而迅速下降，也隨脈波數的增大而減少，因此電流諧波含量會大大降低。除了6脈波、12脈波整流電路結構外，還可采用更高脈波數的結構，如18脈波、24脈波，輸入諧波也會隨著降低，但導致系統結構更加復雜，成本增加。
　　
　　(3) 整流側采用PWM 整流電路，通過PWM控制使電網輸入電流接近正弦波，諧波電流很低，但大大增加了系統的復雜性和成本 。
　　如果級聯型中高壓變頻器的輸入變壓器僅僅起到隔離和變壓的作用，各繞組的相位一致，將導致輸入電流的諧波含量超過給定標準，對電網造成嚴重污染。因此，一般級聯型中高壓變頻器的輸入變壓器采用移相設計，以達到降低輸入諧波電流的目的。對單相 個功率單元串聯的結構，變壓器的 個繞組采用延邊三角形聯結，依次相差 電角度，分別給 個單元供電，形成 脈波的整流電路。各單元流過整流電路的電流經過變壓器折算到一次側后，輸入電流中僅含諧波 次諧波，大大減少了輸入電流的諧波含量，假定5個功率單元串聯，形成30脈波的整流電路，網側電流僅含 次諧波，總的電流失真率可低于1%，不加任何濾波器就可滿足電網對電流諧波失真的要求。另外，各次諧波電流的有效值與諧波次數成反比，與基波電流的比值是諧波次數的倒數。在相同負載的情況下，多重化整流電路的基波電流與電壓的相位差的余弦值即位移因數都是 ，不隨整流脈波數的增加而提高，但基波因數隨脈波數的增加而提高，所以總體輸入功率因數也相應提高。對于二極管整流電路而言，相電流相對于相電壓的延遲角 一般小于 ，對應的位移因數大于0.966，所以采用多重化(18脈波以上)的二極管整流電路，總的輸入功率因數基本上可保持在0.95以上。
　　采用二極管整流電路的另一個優點是變頻器對浪涌電壓的吸收能力較強，雷擊或操作過電壓可以經過變壓器(變壓器的阻抗一般為8%左右)產生浪涌電流，經過功率單元的整流二極管，給濾波電容充電，濾波電容足以吸收進入到單元內的浪涌能量。另外，變壓器一次側安裝了壓敏電阻吸收裝置，起到進一步的保護作用。而一般的電流源型變頻器，輸入電阻很高，對浪涌電壓的吸收效果遠不如電壓型變頻器。
　　因此，由于采用了多重化整流電路，級聯型中高壓變頻器的輸入功率因數較高，串聯單元的個數越多，對電網的污染越小，當然，單元個數的增多也增大了變壓器的制造難度。
　　
　　2逆變電路結構
　　2.1傳統級聯型多電平逆變電路
　　傳統級聯型多電平逆變電路是指多個同樣的單相電壓型H橋直接串聯(以后稱單相H橋)。單相級聯型主電路，當 時，稱為傳統級聯型多電平逆變電路。除了具有多電平共同的優點之外，這種電路的主要特點還有：
　　(1) 直流側采用獨立直流電源，不存在電壓均衡問題。
　　(2) 對于輸出相同的電平數，與其它拓撲結構相比，所需器件個數最少。
　　(3) 實際應用中，嵌位式電路在五電平以上的應用較少，而級聯型可以產生更高電平，使用于更高電壓，諧波含量更少，由N個單相H橋組成三相電路，輸出相電壓電平個數是2N+1，線電壓電平個數是4N+1。
　　(4) 控制方法比較簡單，每個單相H橋都是PWM控制，再進行波形重組。
　　(5) 由于每個單相H橋結構相同，給模塊化設計帶來方便，且裝配簡單，系統可靠性高。另外，容易實現冗余設計，一個單元出現故障而被旁路后，可以用剩余模塊降額運行或用冗余模塊代替繼續滿額運行。
　　 (6) 單元串聯主要的缺點是需要多個獨立的直流電源，變壓器造價較高，應用受到一定限制。
　　2.2混合級聯型多電平逆變電路
　　為了減少單元模塊個數的同時增加輸出電壓的電平數和提高波形質量，許多學者提出了混合級聯型多電平逆變電路，主要包括兩種情況，一是各個級聯單元的直流側電容電壓不同，二是級聯單元的逆變結構不同。級聯單元的逆變結構可以有多種結構，包括單相H橋、二極管嵌位式多電平、電容嵌位式多電平等，這些結構相互組合可以構成不同的級聯型多電平逆變電路，再與不同的直流側電容電壓進行組合，得到更多種類的拓撲結構。本文只對其中應用較廣的幾種結構進行分析。
　　首先介紹一下最大擴展原則。如果已知串聯的單元個數和每個單元輸出的電平數，就可以根據最大擴展原則來確定逆變器獲得最多電平數輸出時，各個單元直流側電容電壓的比值。最大擴展原則如下所述：對于由 個級聯單元串聯構成的單相多電平變換器，若每個單元輸出的最大電平數為nj (i=1，2，…，m)，那么當各個單元的直流電壓按式(1)設置時，可得到最大輸出電平數n，如式(2)：
　　 以2個單元均為單相H橋(2-H橋)為例， 2個單元輸出的最大電平數都是3，利用最大擴展原則，當 時，可得到最大電平數的輸出 =9。因此，為了得到更大電平數的輸出，當各單元的獨立直流電源的電壓比是和 時，分別稱為 型和 型混合級聯結構 ，可看作是應用最大擴展原則的一個特例，但電壓比為1：4 或更高時，輸出電平中會出現超過單位電平的跳變，正弦波失真率變大，dv/dt也變大，因此用于逼近正弦波的實用價值不大。在2-H/2-H結構的直流側電容的電壓比不同的情況下，輸出的電平數也不同，如下表所示。
　　另外，當串聯單元的逆變結構不同時，又可以組成新型的混合級聯型多電平逆變器[28]，研究較多的是級聯單元為二極管嵌位式或電容嵌位式結構，而且一般為3電平嵌位式，稱為3-H結構，這樣就又出現了3-H/3-H和2-H/3-H兩種拓撲結構，利用最大擴展原則可以確定各個單元的直流側電容電壓比，很容易得到輸出的最大電平數。
　　下表2-H/2-H混合級聯型逆變器在不同直流電壓比的情況下輸出相電壓的電平數和器件數的比較(其中N為單相串聯功率單元的個數)
　　 在混合級聯多電平變換器中，高電壓單元可用GTO等高耐壓、低開關頻率的功率器件組成，低電壓單元可用IGBT等低耐壓、高開關頻率的功率器件組成，GTO單元以輸出電壓的基波頻率為切換頻率，主要輸出基波能量，IGBT單元在較高的開關頻率下進行PWM調制，用來改善輸出波形，提高整機效率。