電動舵機雙極性控制電流截止負反饋技術

張慶超，馬瑞卿，相里康，王 偉

(西北工業大學，陜西西安710072)

0引 言

隨著電傳操縱系統的發展，電動舵機的應用越來越廣泛。在小功率的電動舵機控制系統中，為提高系統的快速跟隨性能，可省去速度和電流環，將系統設計為單一的位置閉環控制系統［1］，但電動舵機系統在過渡過程中電流沖擊較大，仍需要加入必要的電流限制手段。此外，小功率系統一般還要求控制器體積要小。

為提高系統性能，現代電動舵機多采用微控制器實現數字控制，為實現電機的四象限運行，直流電動舵機常采用雙極性控制［1］。本文分析了直流電機雙極性控制下母線電流的特點，在此基礎上，設計了一種基于采樣電阻的電流檢測電路，結合軟件程序，實現電流數字采樣，比采用霍爾電流傳感器節省更多的硬件空間;為了限制系統在過渡過程中的電流沖擊，針對雙極性控制PWM信號發波特點，設計了軟件電流截止負反饋算法，結合直流電動舵機雙極性控制特點，將采樣電阻及電流截止負反饋技術相結合，實現既能夠減小控制器體積，又能夠有效抑制過渡過程中電流沖擊的雙重目的。

1硬件設計

1．1母線電流與電樞電流關系分析

為使直流電動機能夠實現四象限運行，保證舵機系統的快速響應，H橋功率電路的驅動方式一般采用雙極性驅動方式，Q1、Q3的驅動信號同步，Q2、Q4的驅動信號同步，并與Q1、Q3驅動信號互補，電路拓撲如圖1所示。

圖1中，ia為直流電動機電樞電流，ibus為流過采樣電阻Rs的母線電流。

圖2、圖3和圖4分別為PWM的占空比大于50%、等于50%和小于50%時(PWM占空比以Q1、Q3的有效驅動信號為參考，下同)，母線電流ibus和電樞電流ia之間的關系。

圖1 H橋主功率電路拓撲

圖2 PWM占空比大于50%時，ibus與ia關系

分析圖2～圖4可知，在雙極性控制方式下，母線電流ibus在任意的PWM占空比下都能夠反映電樞電流ia幅值，但ibus是一個符號正負變化的交流信號，無法實時反映ia的方向。若能夠通過調理電路提取ibus的絕對值|ibus|，便可利用母線電流實現電樞電流的幅值檢測，而電流截止負反饋的目的就是用于限制電流峰值，不需要考慮電流方向，所以檢測|ibus|完全適用于電流截止負反饋技術。

1．2電流檢測電路設計

用采樣電阻實現|ibus|檢測的硬件電路如圖5所示。為避免后級檢測電路與功率電路之間互相影響，在檢測電路與采樣電阻之間設置一級由正向跟隨電路構成的緩沖電路，用于實現信號隔離。

圖5 電流采樣電路

將采樣電阻兩端電壓URs經過濾波放大后送入絕對值電路，最終輸出代表|ibus|的電壓信號Uibus。本系統中微控制器選用的是Microchip公司的16位數字信號控制器dsPICF4011，其自帶10位AD轉換模塊，模擬端口輸入電壓0～5 V，故在將Uibus送入AD端口之前，設置一個二階濾波電路用于防止信號混疊干擾［2］，另外設置由低導通壓降二極管D100與D101構成的限幅電路，防止AD輸入端口電壓超過0～5 V的安全電壓范圍。

1．3采樣電阻的選擇

使用采樣電阻檢測母線電流會給電機電樞電壓帶來額外的壓降，且對于選定的采樣電阻，電流越大，壓降越大;對于采樣電阻，流過電流還會產生熱損耗，故對于采樣電阻的功率也有一定的限制。

采樣電阻的選擇需要兼顧其壓降和功率損耗，假設電路允許的最大壓降為ΔU，而電阻允許的最大平均使用功率為PRs，那么采樣電阻的選擇需要滿足下式的約束條件。

其中，ibus_avg為|ibus|的平均值。

對于一般的電動舵機控制系統，△U最大不要超過0．5 V，考慮到采樣電阻的體積及功率范圍，PRs的最大值一般不要超過8 W，根據所選系統電機的工作電流，結合式(1)，即可選定采樣電阻的阻值及功率等級。

由式(1)也可以看出，采樣電阻越小，適用的電流范圍越大，但是為了保證一定的檢測精度，采樣電阻最好不要小于0．01 Ω。由此計算可知，此方法適用于平均工作電流28 A及以下的驅動系統。

本文試驗用直流電動舵機額定電流為7．5 A，額定電壓28 V，繞組電阻為0．5 Ω，起動電流理論峰值為56 A，考慮到PRs為平均功率損耗，并為電流截止負反饋限制的峰值電流留有足夠的裕量，選擇0．05 Ω/6 W 的采樣電阻。

2算法設計

單位置閉環直流電動舵機雙極性控制下電流截止負反饋算法結構框圖如圖6所示。其中f(ek)為位置閉環控制算法，uk為f(ek)經過限幅后的輸出值，uif電流采樣值Uibus與電流截止參考閾值Ucom的差值，us為經過限幅后代表PWM占空比的輸出量。

圖6 電流截止負反饋算法結構圖

2．1電流采樣程序設計

由圖2～圖4可以看出，經過采樣電阻的母線電流ibus信號在PWM信號邊沿會發生突變。若將電流的采樣點設置在PWM信號邊沿，會由于電流信號突變而帶來尖峰干擾，令采樣值不夠準確;若將電流采樣點設置在PWM信號的兩個邊沿的中間點處，便可獲得比較準確的電流采樣值。

當PWM占空比較小時，例如3%，此時PWM信號的開通時間ton較短，不利于電流信號的穩定采樣，而PWM信號的關斷時間toff相對較長，同時因為是雙極性控制，對于Q1、Q3的toff時段，就是Q2、Q4的ton時段，在此時段的中期采樣仍然可以獲得準確的|ibus|幅值，故對于雙極性控制方式，電流采樣算法如下:

式中:Duty為PWM信號占空比，tAD為AD采樣時刻，PWM信號占空比、開通時間 ton及關斷時間 toff以Q1、Q3的有效驅動占空比為參考。

2．2電流截止負反饋算法

電動舵機常工作在頻繁的起動、制動及頻繁正/反轉過渡狀態，為了避免電機在過渡過程中電流沖擊過大，在系統閉環算法后級應設置電流截止負反饋環節［3-4］，電流截止負反饋算法及其結構設置如圖6所示。

雙極性控制電流截止負反饋算法如下:

式中:Kc為電流截止負反饋反饋增益;uk為位置閉環算法當前輸出占空比計算值;uif為電流截止負反饋值，uif=Kc(Uibus-Ucom);us為限幅后的系統最終輸出占空比計算值。

在式(3)所示的算法中，當電流采樣信號Uibus大于保護閾值Ucom時，通過高增益的電流負反饋，減小雙極性模式輸出的等效PWM占空比，以限制系統峰值電流，保護系統安全運行;當采樣電流小于保護閾值Ucom時，不引入電流截止負反饋，系統正常運行，處于單位置閉環控制狀態。

3實驗與分析

試驗樣機采用額定電壓28 V、額定電流7．5 A的180 W直流電動舵機，采用雙極性控制，采樣電阻采用0．05 Ω/6 W精密電阻，|ibus|電流檢測回路反饋系數為0．05。在圖7、圖8和圖9中，曲線1為本文設計的|ibus|檢測電路測得的|ibus|波形曲線，曲線2用霍爾電流傳感器檢測的ia波形曲線，霍爾電流傳感器零位輸出信號偏置為2．5 V。

圖7 |ibus|與ia檢測波形

圖8為電機在正/反轉信號控制下，滿占空比切換運行時|ibus|與 ia的檢測波形，圖9(a)為由反轉切換到正轉的過渡過程中電流檢測信號的局部放大圖，圖9(b)為由正轉切換到反轉的過渡過程中電流檢測信號的局部放大圖。試驗設置電流截止值為20 A，圖中電流檢測信號為1．05 V左右，由電流反饋系數0．05可以計算得出，實際電流截止值為21 A，波形顯示，本文設計的用于雙極性控制的電流截止負反饋方法能夠有效抑制電機過渡過程中的電流沖擊，保護電路安全。

圖8 |電流截止負反饋|ibus|與ia實測波形

圖9 電流截止負反饋電流波形局部放大圖

4結 語

本文研究了雙極性控制電流截止負反饋技術，只需要采樣電流的幅值大小，不需要得知電流方向;電流截止負反饋算法通過軟件實現，適用于數字電動舵機系統過渡過程的電流限幅控制，實驗證明，該方法能夠有效限制過渡過程中的電流沖擊，但并不能精確的控制電流，理論限幅值與實際限幅值之間存在一定的誤差;該方法不改變雙極性控制方式，不影響直流電動舵機的四象限運行，適用于小功率單位置閉環數字直流電動舵機系統;電流采樣硬件電路利用采樣電阻與運算放大器實現，能夠充分節省電路體積，適用于平均工作電流30 A及以下的驅動系統。

［1］ 陳伯時．電力拖動自動控制系統:運動控制系統［M］．第3版．北京:機械工業出版社，2003．

［2］ 石朝林．dsPIC數字信號控制器入門與實踐:入門篇［M］．北京:北京航空航天大學出版社，2009．

［3］ 馬瑞卿，劉衛國，韓英桃．電流截止負反饋無刷直流電動機可逆調速系統［J］．微電機，2005，38(1):41-44．

［4］ 王燦，馬瑞卿，譚博，等．直流電動舵機伺服作動系統研制［J］．微特電機，2008，36(10):25-27，54．