基于三角面元剖分的全波信號完整性建模方法

孔 繁 王 昊 盛衛星 武 景

（南京理工大學電子工程與光電技術學院，江蘇 南京210094）

其中：fm是第m個部分元對應的測試函數，內積函數定義為

引 言

隨著集成電路的快速發展、高速接口的普遍應用，高速印制板（PCB板）上的信號完整性（SI）問題越來越突出［1－3］。臨近的PCB板走線之間、元件之間電磁耦合的影響變得不能被忽略。寄生電感和電容，信號延遲和不連續點的反射都會破壞信號質量。簡單的電路理論分析信號完整性問題在GHz信號甚至更高頻率信號面前顯得力不從心。電磁場分析方法被越來越多地應用到SI分析中，如時域有限差分法（FDTD），有限元法（FEM），矩量法（MOM）等等，其中部分元等效電路（PEEC）方法因其能將電磁場問題轉化為等效的電阻、電容、電感的電路問題而越來越受歡迎。最早出現的PEEC方法［4］可以對多導體的電磁互耦問題進行建模。通常使用四邊形的PEEC單元對導體進行剖分。因此，對于復雜幾何形狀導體，要得到精細的剖分，并考慮到電磁場的傳播特性，對電場積分方程的離散而產生的密集矩陣規模是相當巨大的。同時得到的電路模型的規模隨著分析問題的復雜度增加也將是異常龐大的，因而就出現了對PEEC的模型簡化。對PEEC的簡化前人做了不少工作。采用快速多極子的方法［5－6］，可以從格林函數計算的角度對PEEC方法的計算量進行縮減。通過模型降階技術（MOR）［7－9］技術對PEEC得到的模型進行簡化。一種新型基于物理概念的模型降階技術（PMOR）［10］，用于分析一個參數化過程中所產生的部分元等效電路矩陣，該技術保證了整體穩定性，是一種被動的降階模型參數化方法。一種加入了磁體的磁化電流、導體的傳導電流和介質的極化電流的擴展等效電路模型［11］也已經出現。經典的PEEC方法依賴于對目標結構進行縱向剖分。對于非標準矩形的結構要通過使用非標準矩形的共面四邊形的PEEC剖分方法［12］來計算。分析對象形狀不規則例如不平行走線就需要一種分析不平行走線的PEEC計算方法［13］，而且使用的是準靜的解析解結果計算分布參數。將矢量面電流RWG（Rao－Wilton－Glisson）基函數用于 PEEC 問題［14］，使用自由空間格林函數，分析兩根平行走線的自由空間情況下的S參數計算。但是，該方法使用簡單的解析解只適合求解自由空間問題，而準靜格林函數也只能在低頻段適用，隨著頻率的升高，準靜的格林函數將出現不準確的結果。使用DCIPEEC方法［15］，將離散復鏡像（DCIM）引入到PEEC模型的建立，仿真的微帶結構的S參數，但該方法使用簡單的矩形脈沖基，分析規則的矩形結構可以適用，如果遇到非直角走線等結構則不能進行有效的剖分。而且，以上文獻都停留在S參數的仿真計算，沒有從高速數字信號傳輸眼圖的角度對信號完整性進行優化或驗證。

針對任意形狀PCB走線的信號完整性（SI）分析問題，采用RWG基函數和三角形PEEC單元對PCB走線進行有效剖分，推導了電路模型及其計算公式，并采用了DCIM來計算格林函數，提高了PEEC模型的精確度。還采用該 RWG－DCIMPEEC對微帶螺旋電感和帶不同形式拐角的高速PCB差分對線進行了仿真計算，根據所提取的電路模型參數、芯片制造商提供的集成電路的SPICE模型或者IBIS模型，利用HSPICE工具軟件仿真了高速數字信號傳輸時的眼圖，并從眼圖和傳輸誤碼率的角度對高速PCB差分對線的拐角參數進行了優化設計。最后給出了實際測量的PCB板走線和S參數采用RWG－DCIM－PEEC的計算結果，驗證了RWG－DCIM－PEEC方法的正確性。

1.理論分析

RWG基函數最先是由Rao，Wilton和Glisson提出來的［16］。三角形剖分方法在對復雜形狀導體進行剖分時的表現要比矩形更好。RWG基函數是一種定義在剖分后第n條公共邊上的矢量基函數，其定義如下：

其散度為：式中：ln是第n條公共邊的邊長；是三角形的面積；和分別是三角形面、自由頂點所對應的矢量，稱為自由矢量。第n條邊上參考電流的正方向定義為從流向.r代表坐標系原點到計算源點或場點的位置向量。圖1示意了經剖分后與第n條公共邊相對應的兩個三角形對和及其參數。

圖1 經三角形剖分后與第n條公共邊相對應的兩個三角形對及其參數的示意圖

離散后第n條公共邊稱為PEEC的一個單元（也叫部分元）。設經過剖分后，共有N個部分元。則被剖分的導體面上的面電流密度可以近似地表示為各個部分元電流密度與其矢量基函數乘積的和，即

其中，電流系數Jn表示流過第n條公共邊的電流密度。在沒有外加激勵時，環路的電壓為零，即滿足

式中：A為矢量磁位；Φ為標量電位；σ為電導率。公式（4）中第1至第3項分別代表等效電阻、電感和電容引起的電壓降。對公式（4）的各項以部分元為單位分別用RWG基函數形式的測試函數在頻域做內積處理，得到

其中：fm是第m個部分元對應的測試函數，內積函數定義為

式中，積分區域S為與第m個部分元相對應的兩個三角形對所在的區域。具體到兩個剖分單元的等效電路形式如圖2所示。

圖2 兩個RWG剖分單元的等效電路

單元S1包含兩個三角面元A1和A2，A1和A2的公共邊l1作為離散的電流支路I1；單元S2包含兩個三角面元A2和A3，相應的公共邊l2對應于電流支路I2.三個面元A1、A2、A3對應于三個節點電位Ф1、Ф2、Ф3.

經推導，公式（5）第2項中當用f1作為測試函數時電感的表達式可以寫為

式中：l1和l2是公共邊的邊長；G（r，r′）是格林函數，ω是角頻率；電感L1，1定義為自感；L1，n為互感。公式（7）中互感帶來的電壓降可以用電流控制電壓源（CCVS）的形式來表示。

公式（5）第3項以f1做為測試函數，可以推導出節點電位方程。公式（8）中的pmn（m＝1，2；n＝1，2，3）是電位系數。p11是自電位系數，p12、p13是互電位系數，互電位系數帶來的電壓降可以等效成電流控制電壓源（CCVS的形式，其控制電流是節點到地之間定義的電流由支路電流I1，2決定。J1和J2是定義在相應的公共邊上的電流密度。－Φ1＋Φ2表示兩個節點之間的電壓降。

公式（5）的第1項為PEEC單元等效電阻（又叫部分電阻）產生的壓降。部分電阻的定義如下

在計算無限薄導體時可以當作是理想導體處理，即電阻項可以忽略不計。在實際的計算中均假設為理想導體情況忽略電阻項的計算，因此，在圖2中我們也省略了電阻項。

上式中的格林函數采用DCIM方法［17］求取，如圖3所示的微帶結構。

圖3 微帶結構示意圖

如圖3所示微帶結構位于xoy平面，介質介電常數是εr，厚度為h，微帶上的感應電流可以通過上述方法求解混合位積分方程得到，其中的標量位和矢量位可以分別表示成

GA包含四個分量，然后在圖示平面結構中，未知電流值有xx和yy分量，這兩個分量可以用Ga和Gq分別表示格林函數中的磁場矢量位和電場標量位。因此，空域格林函數可以從相應的譜域格林函數通過漢克爾變換得到

離散復鏡像方法先從譜域格林函數中抽取準動和表面波項，再將剩余的部分通過矩陣束方法擬合成指數閉式表達形式。式中的Ga和Gq可以表示成下面的形式。第1部分是準動鏡像部分，主要是在進場起作用，如下式所示。

第2部分是漏波的表達式，在中場區起作用。

第3部分是表面波部分，主要是在遠場區起作用。

2.實驗結果分析

通過4個例子來驗證RWG－DCIM－PEEC方法的正確性，并對其性能進行評估。例子1是一個微帶螺旋電感器模型（見圖4（a）左側）。其線寬和線間距均為1mm，介質板厚度為0.15mm，介電常數為4.3.圖4（a）的右側部分是該螺旋電感器經三角形剖分后的結果。圖4（b）顯示了分別采用RWGDCIM－PEEC方法、基于矩量法（MoM）的IE3D軟件和準靜的PEEC方法計算得到的該螺旋電感S參數幅度和相位。

從圖4（b）的結果可以看到：RWG－DCIM－PEEC方法和IE3D計算的結果能夠很好地吻合。表明RWG－DCIM－PEEC本質上是與矩量法相近的精確的全波分析方法。而準靜的PEEC方法的計算結果則與RWG－DCIM－PEEC方法和IE3D的有誤差。

例子2是一個PCB板上的不平行走線模型（見圖5（a））。兩根微帶走線線寬均為1mm，夾角為30°，介質板厚度為0.15mm，介電常數為4.3.圖5（b）顯示了分別采用RWG－DCIM－PEEC方法和基于矩量法（MoM）的IE3D軟件計算得到的這兩根不平行走線的S參數幅度和相位。

不平行走線模型對于矩形剖分的傳統PEEC方法需要做特殊處理，也就是要區別處理不平行單元與平行結構單元，相當于增加了程序的復雜度。而使用RWG基的RWG－DCIM－PEEC方法不需要特別處理不平行單元，由于RWG基的矢量基特性，程序中不用專門區分不平行結構，簡化了算法。圖5（b）中IE3D計算結果和 RWG－DCIM－PEEC方法計算結果一致，這也驗證了RWG－DCIM－PEEC方法對不平線結構的分析計算的有效性。

例子3是帶拐角的PCB走線。拐角是PCB走線中常遇到的結構，通常情況下采用45度拐角，圖6（a）中給出了4種不同形式的45度拐角PCB走線模型。線形1中拐角處的線寬窄于走線線寬，線形2為近似圓弧拐角的形式，線形3中拐角處線寬與走線線寬相同，線形4中拐角處線寬不等于走線線寬但采取切角連接的形式。用RWG－DCIM－PEEC方法計算這四種不同線形的電路模型，得到節點單元電壓和支路電流參數，根據這些參數可以很方便地得到輸入阻抗等電路參數。利用RWG－DCIMPEEC方法對4種不同形式的45°拐角PCB走線進行分析和優化設計，使得其S21參數盡可能接近端接阻抗相應的S21參數（設定端接阻抗為50Ω）。考慮現階段在PCB上的互連高速信號線所傳輸的是數字信號速率在2～3.125Gbps，所以在2～3GHz的頻帶內傳輸線的傳輸特性最優是我們追求的目標。利用RWG－DCIM－PEEC方法計算得到的阻抗見圖6（b）。由圖6（b）中可以看出：在設計頻段內經過參數優化的線形1的阻抗始終高于其他類型走線，由此設計出的走線傳輸特性也好于其他類型。圖6（c）是使用RWG－DCIM－PEEC方法計算得到的S21參數，與上面的阻抗相對應，線形1的S21參數在設計頻段內好于其他形式。

眼圖仿真采用速率為2Gbps的二進制數字信號，由圖7的仿真結果中可以看出：最差情況線形4眼圖漲開幅度由1v下降到600mv，經過優化的線形1在眼圖的中間采樣時刻有800mv，而且眼圖邊沿更清晰，說明信道質量優于其他情況。

最后給出的是PCB走線實驗板的實測S參數數據與仿真數據的對比。實際的PCB走線如圖8中（a）所示，采用微帶走線形式。測量儀器采用安捷倫公司的86100C寬帶示波器，測量結果可以使用標準的S參數.s2p文件導出，方便與仿真結果對比。

從對比結果中可以看出：仿真結果的S11和S21參數與實際測試的結果吻合非常好，驗證了方法的正確性。

3.結 論

理論分析表明RWG－DCIM－PEEC方法是一種有效的建立SI模型的方法。RWG基應用于PEEC方法可以使得電流走向的定義更精確。實驗和仿真結果驗證了DCIM應用于PEEC之后與準靜方法比較提高了高頻條件下的準確性。RWG－DCIMPEEC方法得到的模型與HSPICE可以很好地兼容使用。但是，使用了DCIM的全波模型后，計算量也有所增加，今后我們會在這方面做更多的研究。

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