一種應用于全球導航衛星系統接收機的低功耗寬帶壓控振蕩器

尹喜珍 肖時茂 馬成炎② 葉甜春

①(中國科學院微電子研究所 北京 100029)

②(杭州中科微電子有限公司 杭州 310053)

1 引言

近年來，無線通信系統發展迅猛，手持移動設備作為主流應用，要求一塊芯片中集成各種常用通信標準來減小體積，降低成本和功耗。而這些通信標準的載波信號往往分布在不同的波段和頻點，帶來的挑戰是單芯片中的本振信號產生必須低功耗實現并覆蓋這些信號頻點，還應考慮到CMOS工藝實現所固有的由于工藝角、電源電壓、溫度(PVT)變化引起的頻偏。二倍頻頻率合成器，以正交本振信號易產生，電感面積小、無干擾和頻率牽引等優勢，在無線通信產品中得到了廣泛的應用[1-3]。

為了兼容多種無線通信標準且克服 PVT帶來的頻偏，工作于二倍頻的 VCO必須為寬帶的電感電容 VCO以獲得寬頻率調節范圍和低相位噪聲。獲得寬調節范圍最通用的方法有：切換 LC諧振網絡[4]、切換電感[5]、采用寬范圍的可變電容來增大VCO增益KVCO[6]和切換電容[7]。切換LC諧振網絡，相位噪聲、調節范圍和功耗都可以各自優化，但是占用面積大、成本高；切換電感通常用于 10 GHz以上的通信電路中以獲得好的相位噪聲性能；增大KVCO結構簡單、易于實現卻以相位噪聲的惡化為代價；切換電容一般為二進制權重結構，在合適的面積下獲得好的相位噪聲而獲得廣泛的應用，但是其多位的切換開關在導通時會降低Q值而惡化相位噪聲，在關閉時會帶來大的寄生電容而減小調節范圍。

針對于全波段全球導航衛星系統(GNSS)接收機的應用，本文提出了離散工作區域且調諧曲線線性化的寬帶LC-VCO，以獲得低功耗和低相位噪聲性能。

2 電路設計

目前，在建和運行的 GNSS系統有：美國的GPS、俄羅斯的GLONASS、歐洲的Galileo和中國的北斗二代。各系統的GNSS信號頻率分布如表1所示，但北斗二代沒有官方公開的參數。GNSS信號集中在1176 MHz到1605 MHz，二倍頻的VCO覆蓋這些頻率并考慮到PVT引起的±10%的頻偏，頻率調節范圍應超過1.1 GHz。由于GNSS信號主要集中在兩個區域：區域 I(1150～1250 MHz)和區域II(1550～1650 MHz)，這意味著VCO至少有600 MHz的調諧范圍是無用的。采用離散工作區域的寬帶 VCO非常有意義，因為兩個區域的相位噪聲和功耗可單獨優化，減小電容切換陣列的位數而節省面積。傳統的累積型可變電容 A-MOS其電容與兩端電壓的關系(C.-V)曲線如圖1所示，C.-V曲線只在[-0.2V,0.2V]內是線性的，當控制電壓VCTRL在[0V,1V]內調節時，有效調節范圍只有0.4 V。傳統的VCO 通過增大KVCO或增加電容切換陣列位數來實現其寬調節范圍，但這帶來性能惡化或面積增大的后果。

表1 GNSS信號頻率分布

圖1 傳統AMOS的C.-V曲線

本文提出的離散工作區域且調諧曲線線性化的寬帶VCO如圖2所示，由于PMOS管有更小的閃爍噪聲，采用PMOS VCO和頂偏置電流源，保證1 V電壓下獲得低相位噪聲。MP1和MP2為交叉耦合對管，產生負阻補償 LC諧振腔的損耗以維持持續振蕩。電感L0和等效的可變電容Cvar_eq組成主諧振網絡，L0為頂層金屬制作的對稱螺旋片上電感，電感值在調節范圍、相位噪聲和功耗之間權衡和優化得到。Cvar_eq采用線性化補償技術，實現VCTRL有效范圍內的線性調節。Cvar_eq如圖2左下部分所示，兩個串聯連接的A-MOSCvar1,Cvar2，加的偏置電壓分別為VB1和VB2，由于差分對稱性相似的連接在另一端。當VCTRL在0～1 V內變化時，Cvar1兩端電壓從-VB1到 1-VB1變化，Cvar2兩端電壓從-VB2到1-VB2變化，VB1在本文的設計中為0 V，Cvar_eq可計算為

由式(1)可看出，當VB1與VB2相等時，Cvar1與Cvar2的變化趨勢一樣，因此Cvar_eq的C.-V曲線變化趨勢與圖1相同，Cvar_eq可等效為一個A-MOS可變電容。當VB1與VB2不相等時，Cvar1與Cvar2的C.-V調諧曲線相當于有一個VB2-VB1的偏移，圖3(a)所示為VB2-VB1=0.5 V時，Cvar1與Cvar2各自的歸一化C.-V曲線。Cvar_eq的C.-V曲線如圖3(b)所示，其變化斜率在0.1～0.9 V范圍內都近似相等，根據

可知VCO的KVCO在VCTRL的有效范圍0.1～0.9 V范圍內近似相等。線性的C-V曲線，使Cvar_eq在單位周期內的平均值波動較小，且Cvar_eq為兩個串聯連接的A-MOS，則單個A-MOS承受的電壓波動進一步減小，這大大地減小了由幅度調制向頻率調制(AM-FM)[8]的轉換。

VCO的離散區域工作由開關電容陣列來完成，電容陣列的具體連接關系如圖2右下角所示，B2負責工作區域I和區域II的切換，B1,B0負責工作區域的覆蓋和由于PVT引起的頻偏補償。振蕩頻率f可以計算為

圖2 提出的寬帶LC-VCO結構

圖3 歸一化的C.-V曲線

其中CSW表示開關電容陣列總的等效電容，Cd,S2,Cd,S0表示當開關S2,S0斷開時，其MOS管漏極邊沿的寄生電容，Cpar表示來自電感、有源器件、互連線的固定寄生電容。在B2控制的開關電容中，S2是切換開關，其尺寸應取大些減小導通時串入的電阻以獲得低的相位噪聲，但其斷開時引入一個大的寄生電容Cd,S2而減小調節范圍。MN12,MN13和MP12,MP13分別在開關導通和斷開時給金屬-絕緣介質-金屬(MIM)電容C2加上直流偏置電壓，防止其浮的直流偏置而導致S2弱反型導通，惡化相位噪聲。MN12,MN13和MP12,MP13都取最小的單位尺寸，以減小寄生電容并節省面積。C2需認真選取，當S2閉合時，C2接入，使VCO工作于兩倍頻的區域I[2.3 GHz,2.5 GHz]內；S2斷開時，C2斷開，使VCO工作于兩倍頻的區域II[3.1 GHz,3.3 GHz]內。B1,B0控制的電容陣列C1,C0，連接關系與B2控制的C2相似，但切換電容C1,C0和切換開關S1,S0按二進制權重選取，控制B2選好工作區域后，B1,B0保證在各種極端工藝角和溫度下，VCO的調節范圍可靠覆蓋該工作區域。

MP3,MP4組成的電流源對電源電壓上的噪聲有很好的抑制能力，由于采用PMOS管，其制作在N阱上，對來自襯底的噪聲天生有良好的抑制能力。但電流源也會引入一個大的噪聲源[9]，該噪聲源會串到 LC諧振網絡且上混頻到振蕩頻率附近，極大地惡化相位噪聲性能。R1和MP5組成低通濾波器，濾除來自于MP3,MP4的1/f噪聲，使電流源引入的噪聲基本只剩下溝道噪聲。參考電流Iref可配置，實現功耗和相位噪聲間的優化。

3 測試結果

本文提出的離散工作區域帶線性補償的寬帶LC-VCO在0.13 μm CMOS 1P6M 工藝上成功流片，芯片集成低噪聲放大器、下混頻器、復數濾波器和中頻放大器，已應用在全波段GNSS接收機中。圖4為本文提出的PMOS負阻寬帶LC-VCO的顯微照片，VCO 占用面積為 650×370 μm2。VCO經二分頻輸出的本振信號，其頻率與控制電壓(F.-V)曲線通過調節VCTRL和VCO的波段控制碼，在本振放大器輸出端口測得。F.-V曲線如圖5所示，區域I的頻率范圍為1110～1280 MHz，區域II的頻率范圍為1440～1840 MHz。由測量結果可知，所設計的離散工作區域的寬帶 VCO完全能在各種工藝角下覆蓋GNSS的所有信號頻段。同時從圖5可以看出，當VCTRL在0.1～0.9 V內調節時，各條F.-V曲線對應的頻率基本上是線性變化，即KVCO基本恒定，這表明本文的可變電容線性化補償技術是有補償效果的。測量的相位噪聲如圖6所示，當頻偏為100 kHz時，VCO 相位噪聲小于-92 dBc/Hz，當頻偏為 1 MHz時，對應的相位噪聲好于-120 dBc/Hz。在整個頻率調節范圍內，所提出的VCO在1 V的電源電壓下，消耗電流2 mA。表2列出了所提出的低功耗寬帶LC-VCO與近年來發表的論文中的LC-VCO測試結果的比較。評估 VCO性能指標的品質因數(FOMT)[10]考慮到了VCO的相位噪聲、功耗、頻率調節范圍(FTR)：

圖4 芯片的顯微照片

圖5 測量的VCO F.-V曲線

圖6 測量的VCO相位噪聲

FOMT越小，VCO性能越好。其中ω0是VCO振蕩的中心頻率，ωmax和ωmin分別為 VCO 振蕩的最高和最低頻率，Δω是偏移頻率，L(Δω)是測量的頻偏處的相位噪聲，P是VCO消耗的直流功耗。PVCO指以 PMOS管為交叉對管的 VCO,NVCO指以NMOS管為交叉對管的 VCO,CVCO指以互補CMOS管為交叉對管的VCO。

4 結論

本文提出了一種離散工作區域且調諧曲線線性化的LC-VCO，與基于傳統的LC-VCO比較表明：基于新結構實現的VCO，較小的面積保證了較寬的頻率工作范圍，同一條調諧曲線上KVCO基本恒定且拓寬了VCTRL有效調節范圍，以低功耗獲得好的相位噪聲性能。提出的電路在0.13 μm CMOS工藝中實現，電源電壓為1 V時，工作電流僅2 mA，獲得了49.5%的調節范圍，已成功應用于全波段GNSS接收機中。本文提出的 VCO也可應用于其它兼容多種通信標準而載波頻率寬范圍、離散區域分布的無線收發機中。

表2 與近年來發表的VCO性能比較

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