DRM同步與均衡技術研究＊

周風波 李 軍

（武漢船舶通信研究所 武漢 430079）

1 引言

DRM（Digital Radio Mondiale）是世界上唯一非專利的數字廣播系統，它為30MHz以下頻段的長波、中波、短波廣播提供了數字化的標準，使得傳播距離遠、覆蓋范圍廣的中短波廣播在原有帶寬上極大的降低了干擾，改善了音質，增加了服務內容。同時也為軍用信息在民用廣播中隱藏傳輸提供了潛在手段。在面對互聯網和電視帶來的巨大挑戰時，尋找到了自身發展的出路。

DRM系統采用OFDM信道調制技術，提高了頻帶利用率，降低了多徑效應引起的頻率選擇性衰落、多普勒頻移等干擾，可以在無線信道中實現高速可靠的數據傳輸［1］。同步和信道估計算法是整個DRM接收機的核心，直接關系到接收機能否正常工作。本文提出了適用于DRM系統的符號同步算法、整數倍載波頻偏估計算法、小數倍載波頻偏估計算法以及時頻域聯合信道估計和均衡算法，并對這些算法進行了聯合仿真分析。

2 DRM系統結構

2.1 DRM傳輸系統

DRM傳輸系統包括信源編碼，復用，信道編碼和OFDM調制四部分［3］，如圖1所示。

圖1 DRM傳輸系統框圖

2.2 DRM的傳輸模式

DRM系統是一個包括長波（LW）、中波（MW）和短波（SW）在內的，適用于頻率在30MHz以下的數字廣播標準?？梢酝ㄟ^選用不同的傳輸模式，確保在不同頻道和不同條件下均可實現有效傳輸，每一種傳輸模式都是由信號帶寬和傳輸效率的相關參數決定的。

DRM標準定義了四種不同的傳輸模式（也稱為魯棒模式）—A、B、C、D。不同的傳播衰減條件通過選用合適的傳輸模式，從而保證信號有較強的健壯性［2］。關系對應如表1。

表1 各種傳輸模式對應的傳輸條件

3 DRM同步算法

3.1 符號定時同步算法

本設計采用基于循環前綴的最大似然同步算法來實現符號同步。

對OFDM系統按收端的輸出信號，選取觀察對象為長度為2 N＋L的連續樣值r（k），記為向量r，則r＝［r（1），r（2），…，r（2 N＋L）］。式中L表示循環前綴的長度，那么這些樣值中必然含有一個包括循環前綴在內的長度為N＋L的OFDM符號。但是接收端并不知道該符號的準確的起始位置，假設為d。

圖2 OFDM接收信號示意圖

定義兩個集合：

其中，集合I是第i個符號的循環前綴，包含與集合I′中相同的元素，因此兩個序列中的樣值應該是對應相同的，因此存在如下的相關特性：

Λ（d，Δfc）定義為概率密度函數f（r｜d，Δfc）的對數，給出頻率偏差Δfc和符號時間d的條件下，2 N＋L個抽樣點的聯合條件概率密度函數可以表示為

對上式進行一些代數運算處理之后，式（1）可以簡化為

式中ρ為r（n）和r（n＋N）之間的相關系數的幅值；∠r（d）表示復數r（d）的相位。

由式（3），當Λ（d，Δfc）為最大時，必然有：

則定時偏差d的最大似然函數為

則最佳符號定時位置為

3.2 小數倍載波頻偏估計

在上節公式（3）中，得到最佳符號定時點，由最大似然算法還可以估計頻率偏差Δfc。由于：

那么2πΔfc＋∠r（d）＝2kπ，由于小數頻偏應該在一個較小的范圍內，可取k＝0，即

可以看出，此處估計的頻率偏差正好為頻率偏差的小數部分。與符號定時估計一樣，這種算法也是利用了信號循環前綴的相關性來計算。

3.3 整數倍載波頻偏估計

3.3.1 頻率參考導頻

DRM系統采用基于導頻輔助方式的頻偏估計。插入的導頻單元分別距離中心載波頻率750Hz、2250Hz和3000Hz處。表2表示四種傳輸模式頻率參考導頻的編號及相位［2］：

表2 頻率參考導頻的編號及相位

3.3.2 整數倍頻偏估計算法

頻率導頻的位置可以根據頻率導頻和其它單元的功率譜密度的不同來獲取，進而得到整數倍的頻偏。因為數據單元的功率譜密度為sinc函數，所以對OFDM符號的采樣點進行頻率譜估計，就可以得到三根頻率譜線。但是這種算法沒有使用表2中的相位信息，所以本論文使用如下算法。

經過FFT變換后得到的單元符號，不考慮同步誤差的影響，可以表示為

若zs，k乘以它的共軛，則

我們可以將輸入的一幀OFDM符號構造成一個S×K的矩陣Z：

K為每個OFDM符號包含的子載波數，S為一個傳輸幀包含的 OFDM 符號個數。將頻 率 導 頻設為zs，k1，zs，k2，zs，k3，令：

從行向量L表達式可以得出：

所以，向量L在頻率參考導頻k＝k1，k2，k3處的模值為最大，在其它位置處的模值很小。這種方法就是一種求平均的方式，即采用均值作為期望的估計值。

4 DRM信道估計與均衡

信道估計可以分為時域估計和頻域估計，時域估計是指在接收端做FFT變換之前進行信道脈沖響應的估計；頻域估計是指在接收端做FFT變換之后進行信道頻率響應的估計。信道估計方法一般只是單做時域估計或者頻域估計，但是為了充分挖掘信號在頻域和時域方向的脈沖響應特性，需要在頻域和時域方向聯合進行信道估計。

圖3 DRM信道估計算法的仿真曲線

在MATLAB平臺下對DRM均衡進行了仿真，采用了時頻域聯合的二維估計算法。仿真參數設置如下：使用了15個OFDM符號，IFFT長度為1024，循環前綴長度為256，導頻采用的是分散導頻模式，信道模型：帶多普勒頻移的瑞利衰落信道，多徑數為5，調制方式為QPSK。

從圖3可以看出，隨著信噪比的提高，時頻域聯合的二維估計誤碼率依次降低，而沒有信道估計的誤碼率基本沒有降低，時頻域聯合的二維估計算法的誤碼性能明顯優于沒有信道估計的誤碼性能，在30dB左右誤碼率達到10－4。

5 仿真分析

在 Matlab平臺下，仿真參數設置如下：采用51個OFDM符號，一個傳輸幀包含15個OFDM符號，一個傳輸超幀包含3個傳輸幀，所以從第7個OFDM符號插入時間導頻，開始一個完整的傳輸超幀。IFFT長度為1024，循環前綴長度為256。信道模型：信道模型：標準中∕短波信道（信道3），多徑數為5，調制方式為16QAM。

從圖4可以看出，在歸一化信噪比為25dB時誤碼率達到10－4，而 同 等 條 件 下DRM標準建議在信噪比為23.5dB時誤碼率達到10－4（等效歸一化信噪比為24.5dB），與DRM標準要求的性能相當（約差0.5dB），進一步驗證了同步與均衡算法的有效性。在進一步優化和改善后可用于工程實踐。

圖4 DRM同步與均衡的仿真曲線

6 結語

本文對DRM系統的同步算法和信道估計與均衡算法進行了闡述。提出了適用于DRM系統的符號同步，整數頻偏，小數頻偏算法，以及時頻域聯合信道估計和均衡算法。在DRM系統傳輸模式B的頻率占用方式3（即10kHz帶寬），標準中∕短波信道（信道3）下進行同步與信道估計聯合仿真，仿真表明，上述算法在DRM接收機中有較好的性能。

［1］楊明，施玉海，等.數字AM廣播的特點和實現［R］.中國廣播技術發展論壇，2003，10.

［2］ETSI ES 201 980V2.2.1，Digital Radio Mondiale（DRM）；System Specification.

［3］呂銳.DRM傳輸系統的研究與實現［J］.世界廣播電視，2004，18（5）：44－48.

［4］陶嘉慶，李國華.傳播調幅廣播的技術革命－數字AM系統的發射傳輸鏈路［J］.廣播與電視技術，2003，30（1）：85－91.

［5］李棟.DRM先進技術與實施問題［J］.廣播與電視技術，2004，6：27－30.

［6］談黎紅.我國數字音頻廣播和數字多媒體廣播的發展［J］.廣播與電視技術，2006，10.

［7］鄭蜀光.DRM 技術介紹［J］.廣播與電視技術，2003，30（5）：95－97.

［8］孔永鋒，施偉斌.廣播式OFDM系統同步方法的設計與仿真［J］.計算機與數字工程，2009（11）.

［9］潘霞.數字AM廣播中信道編譯碼的研究與實現［D］.天津大學，2007.

［10］G.Prieto，I.Pichel，D.Guerra.Digital Radio Mondiale：Broadcasting and Reception［J］.IEEE MELECON，2004，12（15）：485－487.

［11］L.Wei，C.Schlegel.Synchronization requirements for multiuser OFDM on satellite Mobile and two－Path Rayleigh－fading channel.IEEE Trans.Commun，43，2／3／4，887－895.