DRM同步與均衡技術研究＊

周風波 李 軍

（武漢船舶通信研究所 武漢 430079）

1 引言

DRM（Digital Radio Mondiale）是世界上唯一非專利的數(shù)字廣播系統(tǒng)，它為30MHz以下頻段的長波、中波、短波廣播提供了數(shù)字化的標準，使得傳播距離遠、覆蓋范圍廣的中短波廣播在原有帶寬上極大的降低了干擾，改善了音質(zhì)，增加了服務內(nèi)容。同時也為軍用信息在民用廣播中隱藏傳輸提供了潛在手段。在面對互聯(lián)網(wǎng)和電視帶來的巨大挑戰(zhàn)時，尋找到了自身發(fā)展的出路。

DRM系統(tǒng)采用OFDM信道調(diào)制技術，提高了頻帶利用率，降低了多徑效應引起的頻率選擇性衰落、多普勒頻移等干擾，可以在無線信道中實現(xiàn)高速可靠的數(shù)據(jù)傳輸［1］。同步和信道估計算法是整個DRM接收機的核心，直接關系到接收機能否正常工作。本文提出了適用于DRM系統(tǒng)的符號同步算法、整數(shù)倍載波頻偏估計算法、小數(shù)倍載波頻偏估計算法以及時頻域聯(lián)合信道估計和均衡算法，并對這些算法進行了聯(lián)合仿真分析。

2 DRM系統(tǒng)結構

2.1 DRM傳輸系統(tǒng)

DRM傳輸系統(tǒng)包括信源編碼，復用，信道編碼和OFDM調(diào)制四部分［3］，如圖1所示。

圖1 DRM傳輸系統(tǒng)框圖

2.2 DRM的傳輸模式

DRM系統(tǒng)是一個包括長波（LW）、中波（MW）和短波（SW）在內(nèi)的，適用于頻率在30MHz以下的數(shù)字廣播標準。可以通過選用不同的傳輸模式，確保在不同頻道和不同條件下均可實現(xiàn)有效傳輸，每一種傳輸模式都是由信號帶寬和傳輸效率的相關參數(shù)決定的。

DRM標準定義了四種不同的傳輸模式（也稱為魯棒模式）—A、B、C、D。不同的傳播衰減條件通過選用合適的傳輸模式，從而保證信號有較強的健壯性［2］。關系對應如表1。

表1 各種傳輸模式對應的傳輸條件

3 DRM同步算法

3.1 符號定時同步算法

本設計采用基于循環(huán)前綴的最大似然同步算法來實現(xiàn)符號同步。

對OFDM系統(tǒng)按收端的輸出信號，選取觀察對象為長度為2 N＋L的連續(xù)樣值r（k），記為向量r，則r＝［r（1），r（2），…，r（2 N＋L）］。式中L表示循環(huán)前綴的長度，那么這些樣值中必然含有一個包括循環(huán)前綴在內(nèi)的長度為N＋L的OFDM符號。但是接收端并不知道該符號的準確的起始位置，假設為d。

圖2 OFDM接收信號示意圖

定義兩個集合：

其中，集合I是第i個符號的循環(huán)前綴，包含與集合I′中相同的元素，因此兩個序列中的樣值應該是對應相同的，因此存在如下的相關特性：

Λ（d，Δfc）定義為概率密度函數(shù)f（r｜d，Δfc）的對數(shù)，給出頻率偏差Δfc和符號時間d的條件下，2 N＋L個抽樣點的聯(lián)合條件概率密度函數(shù)可以表示為

對上式進行一些代數(shù)運算處理之后，式（1）可以簡化為

式中ρ為r（n）和r（n＋N）之間的相關系數(shù)的幅值；∠r（d）表示復數(shù)r（d）的相位。

由式（3），當Λ（d，Δfc）為最大時，必然有：

則定時偏差d的最大似然函數(shù)為

則最佳符號定時位置為

3.2 小數(shù)倍載波頻偏估計

在上節(jié)公式（3）中，得到最佳符號定時點，由最大似然算法還可以估計頻率偏差Δfc。由于：

那么2πΔfc＋∠r（d）＝2kπ，由于小數(shù)頻偏應該在一個較小的范圍內(nèi)，可取k＝0，即

可以看出，此處估計的頻率偏差正好為頻率偏差的小數(shù)部分。與符號定時估計一樣，這種算法也是利用了信號循環(huán)前綴的相關性來計算。

3.3 整數(shù)倍載波頻偏估計

3.3.1 頻率參考導頻

DRM系統(tǒng)采用基于導頻輔助方式的頻偏估計。插入的導頻單元分別距離中心載波頻率750Hz、2250Hz和3000Hz處。表2表示四種傳輸模式頻率參考導頻的編號及相位［2］：

表2 頻率參考導頻的編號及相位

3.3.2 整數(shù)倍頻偏估計算法

頻率導頻的位置可以根據(jù)頻率導頻和其它單元的功率譜密度的不同來獲取，進而得到整數(shù)倍的頻偏。因為數(shù)據(jù)單元的功率譜密度為sinc函數(shù)，所以對OFDM符號的采樣點進行頻率譜估計，就可以得到三根頻率譜線。但是這種算法沒有使用表2中的相位信息，所以本論文使用如下算法。

經(jīng)過FFT變換后得到的單元符號，不考慮同步誤差的影響，可以表示為

若zs，k乘以它的共軛，則

我們可以將輸入的一幀OFDM符號構造成一個S×K的矩陣Z：

K為每個OFDM符號包含的子載波數(shù)，S為一個傳輸幀包含的 OFDM 符號個數(shù)。將頻 率 導 頻設為zs，k1，zs，k2，zs，k3，令：

從行向量L表達式可以得出：

所以，向量L在頻率參考導頻k＝k1，k2，k3處的模值為最大，在其它位置處的模值很小。這種方法就是一種求平均的方式，即采用均值作為期望的估計值。

4 DRM信道估計與均衡

信道估計可以分為時域估計和頻域估計，時域估計是指在接收端做FFT變換之前進行信道脈沖響應的估計；頻域估計是指在接收端做FFT變換之后進行信道頻率響應的估計。信道估計方法一般只是單做時域估計或者頻域估計，但是為了充分挖掘信號在頻域和時域方向的脈沖響應特性，需要在頻域和時域方向聯(lián)合進行信道估計。

圖3 DRM信道估計算法的仿真曲線

在MATLAB平臺下對DRM均衡進行了仿真，采用了時頻域聯(lián)合的二維估計算法。仿真參數(shù)設置如下：使用了15個OFDM符號，IFFT長度為1024，循環(huán)前綴長度為256，導頻采用的是分散導頻模式，信道模型：帶多普勒頻移的瑞利衰落信道，多徑數(shù)為5，調(diào)制方式為QPSK。

從圖3可以看出，隨著信噪比的提高，時頻域聯(lián)合的二維估計誤碼率依次降低，而沒有信道估計的誤碼率基本沒有降低，時頻域聯(lián)合的二維估計算法的誤碼性能明顯優(yōu)于沒有信道估計的誤碼性能，在30dB左右誤碼率達到10－4。

5 仿真分析

在 Matlab平臺下，仿真參數(shù)設置如下：采用51個OFDM符號，一個傳輸幀包含15個OFDM符號，一個傳輸超幀包含3個傳輸幀，所以從第7個OFDM符號插入時間導頻，開始一個完整的傳輸超幀。IFFT長度為1024，循環(huán)前綴長度為256。信道模型：信道模型：標準中∕短波信道（信道3），多徑數(shù)為5，調(diào)制方式為16QAM。

從圖4可以看出，在歸一化信噪比為25dB時誤碼率達到10－4，而 同 等 條 件 下DRM標準建議在信噪比為23.5dB時誤碼率達到10－4（等效歸一化信噪比為24.5dB），與DRM標準要求的性能相當（約差0.5dB），進一步驗證了同步與均衡算法的有效性。在進一步優(yōu)化和改善后可用于工程實踐。

圖4 DRM同步與均衡的仿真曲線

6 結語

本文對DRM系統(tǒng)的同步算法和信道估計與均衡算法進行了闡述。提出了適用于DRM系統(tǒng)的符號同步，整數(shù)頻偏，小數(shù)頻偏算法，以及時頻域聯(lián)合信道估計和均衡算法。在DRM系統(tǒng)傳輸模式B的頻率占用方式3（即10kHz帶寬），標準中∕短波信道（信道3）下進行同步與信道估計聯(lián)合仿真，仿真表明，上述算法在DRM接收機中有較好的性能。

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