磁導航智能車中的正弦波峰值檢測電路設計

西南科技大學信息工程學院 趙 亮 魯 云 陳曉東 武 麗 何 杰

1.整體電路設計框圖

檢測線圈輸出的正弦波信號需要進行放大和電壓抬高運算。放大和電壓抬高電路輸出的信號一路送入移相電路，另一路送入采樣保持電路。移相后輸出的信號進入電壓比較電路，產生的方波送往多諧振蕩電路，在方波的下降沿觸發多諧振蕩器動作，產生一個窄脈寬的低電位脈沖，然后經過一個反相器，得到一個窄脈寬的高電位脈沖，用此脈沖信號控制采樣保持電路進行采樣。最后輸出峰值檢波后的直流電壓信號。整體電路設計框圖如圖1所示。

2.檢測線圈中感應電動勢的計算

1）磁導航智能車競賽使用路徑導航的交流電流頻率為20KHz，產生的電磁波屬于甚低頻（VLF）電磁波，波長為10-100Km。賽道中心載流導線和小車尺寸遠遠小于電磁波的波長，電磁場輻射的能量很小，所以能感應到電磁波的能量非常小。因此，可以將導線周圍變化的磁場近似緩變的磁場，按照檢測靜態磁場的方法獲取導線周圍的磁場分布，從而進行位置檢測。

由于賽道長度遠遠大于小車尺寸，因此，可將賽道中心線處的載流導線近似看作無限長直導線。那么載流長直導線周圍感應磁場的分布是以導線為軸的一系列同心圓，圓上的磁場強度B大小相同，方向為電流i的右手螺旋切向。距離導線r處P點的磁感應強度為：

式中μ0為真空磁導率，i為長直導線中的交變電流。

2）導線中的電流按一定規律變化時，導線周圍的磁場也將發生變化，則線圈中將感應出一定的電動勢。線圈內部感應電動勢E與磁場B(t)、電磁線圈的圈數N、截面積A的關系有：

由于導線中通過的電流頻率較低，且線圈較小，令線圈中心到導線的距離為 ，認為小范圍內磁場分布是均勻的，則線圈中感應電動勢可近似為：

即線圈中感應電動勢的大小正比于電流變化率，反比于線圈中心到導線的距離，其中常量K為線圈擺放方法。經實驗測得感應線圈輸出的信號是以0V為基準，隨著與載流導線位置關系變化而變化的正弦波信號。

3.正弦波峰值檢測電路設計

由于檢測線圈輸出的是以0V為基準的正弦波信號。而單片機A/D輸入端要求0-5V之間的單極性電壓。為了把檢測線圈輸出的信號轉變成單片機能夠識別的信號，可以在將檢測線圈輸出的信號放大適當倍數的同時把基準電壓抬高2.5V，使得原信號變成以2.5V為基準，波峰低于5V的正弦波信號。然后由峰值檢波電路獲取當前正弦波峰值電壓，輸出供單片機A/D端口采樣。

智能車供電電源來自一個電壓為7.2V的蓄電池，隨著工作時間持續，蓄電池電壓必定下降。同時，信號檢測電路中各器件工作電壓和參考電壓要求非常穩定，所以在智能車系統中設計了5V和2.5V的穩壓電路，確保信號檢測電路穩定地工作。正弦波峰值檢測電路如圖2所示。

1)放大和電壓抬高電路

輸入信號放大和電壓抬高電路采用Burr-Brown公司生產的精密儀表放大器INA118，內置輸入過壓保護，且可通過外置不同大小的電阻實現不同的增益（從1到1000）。由于其獨特的電流反饋結構使得它在較高的增益下也能保持很高的頻帶寬度（G=100時帶寬為70KHz），因而完全能勝任于本設計。同時將其第5腳參考引腳接至2.5V，即能實現將信號基準電壓抬高2.5V。

2)移相電路

移相電路采用了Burr-Brown公司生產的高精度，低噪聲運算放大器OPA2227，由于運放OPA2227的共模抑制比極高，典型值CMRR=138dB，所以在單電源條件下可正常工作。調整該電路阻容原件參數以控制正弦波移相角度在800-900范圍內。

3)電壓比較電路

圖1 整體電路設計框圖

比較電路選用Philips公司的LM393，由于其具有精度高，失調電壓低（最大為2.0mV），即使在單電源供電時它的共模輸入電壓范圍接近地電平的特點，因此完全能滿足本電路的設計需求。將移相后的正弦波與參考電壓經過比較器后產生一列規則的方波，并且該方波的下降沿產生在移相后所得正弦波的電壓幅值過2.5V時刻。

4)多諧振蕩電路

將555定時器的高觸發端TH和低觸發端TR連接在一起，控制端CON作為信號輸入端，即可構成多諧振蕩器。在本設計中，其工作過程是：當控制端CON輸入方波信號的下降沿到來時觸發振蕩器動作，并在輸出端OUT輸出一列周期等同于輸入端信號的低電位窄脈沖，脈沖的寬度可由電阻R6調節。把振蕩器輸出信號經過一路非門即可獲得一列周期不變的高電位窄脈沖。

5)采樣保持電路

采樣保持器由信號采樣和保持電路構成，在本設計中，采樣開關選擇Texas Instruments公司生產的高速，低功耗、高抗干擾傳輸門器件CD4016，其控制端C輸入高電平時觸發對應端口I/O和O/I導通。本設計中，在CD4016控制端C輸入高電平期間正好是放大和電壓抬高電路輸出正弦波的波峰時間，這樣即可把所需正弦波峰值電壓采集到信號保持電路。同時通過對阻容元件的充放電實現當前電壓的輸出和保持功能，直到下一個波峰到來。這樣即可穩定地輸出當前信號經放大和電壓抬高電路后的正弦波峰值電壓，實驗證明，本電路輸出的電壓跟隨性極好。

4.正弦波峰值檢測電路各環節輸出波形

假定輸入的正弦波信號起始點為零，則電路各環節的輸出波形如圖3所示。

圖3 電路各個環節輸出波形圖

在圖3中，可通過調節移相電路中阻容元件的參數來控制移相角度在800-900范圍內，使其經過電壓比較器輸出方波的下降沿相位適當，進一步利用該方波的下降沿觸發多諧振蕩器動作，產生一個窄脈寬的低電位脈沖，然后經過反相器得到一個窄脈寬的高電位脈沖。從圖3中可以直觀地看出該高電位的窄脈沖正好在放大和電壓抬高電路輸出正弦波的波峰范圍內，最后利用反相器輸出的高電位窄脈沖控制采樣保持器動作，以獲得正弦波峰值電壓信號，并在下一次波峰到來之前保持和輸出該電位信號。同時，采樣保持器輸出的直流電壓大小和相位隨原始信號的變化而變化，跟隨性極好。

5.結論

以這種方法設計的峰值檢測電路首先利用自身的波形產生控制信號，再利用這個控制信號來控制采樣峰值，所以本設計既能夠有效地消除干擾，也能保證采樣信號的實時性和準確性。

圖2 正弦波峰值檢測電路圖

上述電路設計能滿足磁導航智能車系統對信號檢測的要求。在實際應用中，由于檢測線圈輸出的感應電動勢會隨著線圈與賽道載流導線的位置關系變化而變化，同時兼顧到電路制版面積和系統成本，本設計的潛在優勢在于對任意多個同一系統中的信號檢測線圈，只需要一路完整的本電路來提供采樣脈沖，其余檢測線圈輸出信號則可省去移相、電壓比較、多諧振蕩和反相電路。因此，在整個信號檢測系統中，所有檢測線圈輸出信號經放大和電壓抬高后在同一時刻被采樣，返回單片機各個A/D端口的則是同一時刻的路徑信號。以這種方法設計的電路板成功地實現了所需要的功能，并改善了原有系統的性能。這種正弦波峰值檢測方法也可用于儀器儀表中的峰值檢測功能。

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