微控制器射頻抗擾性與受測引腳類型的關系

粟 濤 楊葉花 王自鑫 陳弟虎

(中山大學物理科學與工程技術學院，廣東 廣州 510275)

引 言

隨著電磁環境日益惡劣，現代電子系統遭受嚴重的電磁干擾[1-2].一種重要的干擾就是射頻波段的干擾.國際標準機構已經為射頻波段的干擾制訂了針對機電系統和電路板的電磁抗擾性測試標準.現代電子系統以集成電路為核心成份，它的抗擾性是整個電子系統抗擾性的關鍵.因此，有必要對集成電路的電磁抗擾性進行單獨表征.在工業界需求的推動下，國際電工委員會(International Electrotechnical Commission,IEC)開始建立專門用于集成電路射頻電磁抗擾性(以下簡稱為抗擾性)的測試標準[3].目前的測試標準草案僅僅給出了測試框架，很多具體設置還有待確定.

微處理器、微控制器和系統芯片屬于復雜集成電路.一方面，它們被廣泛地應用于安全、運輸、通信、娛樂、工業控制，其影響領域廣.另一方面，它具有多個模塊、多個引腳，其物理結構復雜.此外，這些復雜集成電路也是電路系統里最重要和最昂貴的器件.研究復雜集成電路的抗擾性具有很強的實用背景和學術價值.

器件和模塊級的集成電路在功能和結構上都比較簡單，對這些電路進行抗擾性測試，其方法比較簡單,測試時間也短.復雜集成電路往往有上百的引腳，并且其運行狀態也可重構.要完整的表征復雜集成電路的抗擾性，讓測試結果有對比性，還要滿足時間和人力的限制，這就使得測試標準的制訂面臨很多技術難題.這些技術難題中的兩個重要問題是待測引腳的選擇問題和根據測試結果對抗擾性進行定級的問題.

對集成電路射頻抗擾性的研究開始于20世紀70年代[4].對微控制器這類復雜集成電路的抗擾性的研究開始于20世紀90年代末.研究內容[5-10]包括表征、測試電路板設計和建模仿真.然而，目前為止的研究還未能解決上面兩個問題.

針對所存在的問題，本文認為，要解決第一個問題必須先理解抗擾性和受測引腳之間的關系，然后根據這個關系來確定需要測試的引腳.而抗擾性與受測引腳的關系首先是抗擾性與受測引腳類型的關系.要解決第二個問題，首先必須將微控制器的引腳分類，因為同類引腳的測試結果才有可比性；然后，對每一類引腳的抗擾性給出一個特征值，再根據這個特征值的范圍來進行定級.因此，本文的研究目的，一是找到微控制器抗擾性和受測引腳類型的關系，二是為每個類型的受測引腳給出一個能用來進行抗擾性定級的特征值.

以微控制器為例來研究復雜集成電路的抗擾性.微控制器的引腳按照其功能可分為三類：數據輸入輸出引腳(以下簡稱為數據引腳)、電源引腳和晶振引腳.本文分析這三類受測引腳的抗擾性.為使分析結果具有一般性，也為了獲得某類受測引腳的抗擾性共性，需要對多款微控制器進行測試和比較.本文選取英飛凌科技公司四個型號的微控制器TC161(DUT-1)、XC161(DUT-2)、XC2287(DUT-3)和TC1767(DUT-4)進行測量.這些微控制器隸屬于前后四代.它們的制造工藝、功能和配置都不一樣.通過對這些微控制器的分析，可以獲得同類型引腳抗擾性的基本共性.

1 測量方法及抗擾性的定義

本文采用國際電工技術委員會測量標準(IEC 62132-4)[11]中描述的直接功率注入(Direct Power Injection,DPI)方法進行抗擾性測量.測量裝置如圖1所示.受測器件安裝在特制的測試板上，其內部運行一個監視程序，這個程序會選擇微控制器上的一個引腳輸出一個反饋信號，來表明微控制器的運行狀態.有關監視程序的詳細介紹可參見文獻[12].單一頻率的正弦射頻雜波(以下簡稱為雜波)由信號發生器合成后經功率放大器產生，通過一個定向耦合器和一個電容注入到受測引腳.定向耦合器還用于測量雜波的正向功率和反向功率.

圖1 實驗裝置

在圖1的計算機里運行的測試程序如圖2所示.在測試過程中，連續增大雜波的輸出振幅，直到微控制器發生錯誤或正向功率達到一個上限值，此時的正向功率就被作為該頻率下該引腳曲線的抗擾度.改變雜波的頻率進行重復試驗，可得到整個射頻范圍內的抗擾度.我們對0.5 MHz～1.0 GHz范圍內的干擾信號進行測量，每個頻率的雜波強度上限值為37 dBm.將信號源、放大器和定向耦合器所組成的電路稱為干擾源，干擾源的內阻為RS= 50 Ω.本文將頻率分成三段:小于0.5 MHz稱為低頻段；0.5～50 MHz稱為中頻段；大于50 MHz稱為高頻段.在高頻段，微控制器的抗擾性受封裝及印刷電路板(Printed Circuit Board,PCB)的寄生元素的嚴重影響，它的失效機理相當復雜[12].本文主要研究中頻段雜波信號注入微控制器的抗擾性.

圖2 測試步驟原理圖

對微控制器數據引腳、電源引腳和晶振引腳進行實驗時，雜波注入受測引腳的方式及負載方式都不一樣，如圖3所示.

(a) 數據引腳

(b) 電源引腳

(c) 晶振引腳圖3 雜波信號注入不同引腳時的連線圖

對數據引腳進行抗擾性測量時，總是將相鄰的兩個數據引腳相連，其中一個引腳作為輸出引腳(Data Output,DO)，另一個引腳作為輸入引腳(Data Input,DI).DI讀取來自DO的信號并判斷它的邏輯電壓.雜波通過一個注入電容耦合到DI.如果DI讀取的邏輯電壓與DO注入的邏輯電壓不一致，數據引腳功能被認為出錯，微控制器內的監視程序會產生報錯的反饋信號，使測試計算機判定微控制器失效.注入電容的大小為6.8 nF，這樣的注入電容，既保證干擾信號在所測頻段內能從干擾源充分耦合到受測引腳，又能保證數據引腳在高低電平間翻轉時無需太長的過渡時間.

對電源引腳進行抗擾性測量時，跟注入數據引腳一樣，雜波通過注入電容耦合到電源引腳.電源引腳上同時還接有去耦電容.去耦電容一般在10 nF至1 μF的量級.選用大小為6.8 nF的注入電容不會對電路的上電和噪聲行為造成明顯影響.

每個晶振引腳有一個負載電容，兩個引腳之間是晶振.晶振輸出引腳(XTAL2)驅動電流比較小，過大的注入電容會破壞起振.對晶振輸入(XTAL1)的注入電容值應接近和低于負載電容，本文選取值為4.7 pF的電容.在測試時，微控制器會自動檢測競爭產生的時鐘信號.

研究抗擾性時，每次只往一個引腳注入雜波.多個引腳同時注入雜波，不但會同時干擾多個電路模塊，還會在同一模塊處出現雜波的疊加.這種情況更為復雜，可作為未來的工作單獨研究.

2 理論分析

不同微控制器的引腳數目不同，但這些引腳大致可分為3類：數據引腳、電源引腳和晶振引腳.同一塊微控制器不同類型引腳的抗擾性也不同,這一方面是因為不同類型引腳的閾值電壓不同，另一方面是因為經過不同類型引腳，雜波從干擾源到焊盤(處于芯片上，下同)的傳輸系數不同.要使微控制器正常工作，必須滿足

Vpad

(1)

式中：Vpad為引腳焊盤上電壓；Vth為焊盤所連接功能模塊能夠承受的最大雜波電壓.不同類型引腳所連接的功能模塊不同，所以閾值電壓Vth也會不同.因此，Vth是決定不同類型引腳抗擾性的重要參數.

傳輸系數通過下式計算：

(2)

式中：α為傳輸系數，其值取決于傳輸路徑；VS為干擾源.傳輸路徑指的是干擾信號通過注入電容、封裝，最后注入引腳焊盤的路徑.由于路徑中的注入電容、電路板走線還有芯片封裝，它們的阻抗有很強的頻率依賴性，所以α由傳輸路徑和干擾信號頻率共同決定.

結合式(1)、(2)，有

(3)

式中VSth為微控制器能夠承受的最大干擾源電壓.將源電壓換算雜波的正向功率，以毫瓦為單位，有

(4)

式中PSth為抗擾度.式(4)是估算引腳抗擾度的一般性公式，式中的Vth和α是與器件工藝、器件電路和器件引腳類型有關的參數.

2.1 數據引腳的抗擾性特征值

分析雜波信號從數據引腳注入微控制器的抗擾性模型如圖4所示.VS為雜波信號源，RS為干擾源的內阻，Cdpi為注入電容，Lpkg、Rpkg、Cpkg分別為封裝的寄生電感、寄生電阻和寄生電容，Cpad_DI_VDD、Cpad_DI_VSS、Cpad_DO_VDD、Cpad_DO_VSS分別為數據輸入焊盤、數據輸出焊盤與電源端、接地端的耦合電容，RP為上拉電阻，而RN為下拉電阻.部分元器件的取值范圍如表1所示，可見Cpkg很小，在實驗測試的頻率范圍內，阻抗非常大，而Lpkg的阻抗在測試的頻率范圍內很小，Rpkg也很小，它們在整個測試過程中可以近似為導線，通過Cdpi的雜波信號幾乎全部注入到引腳焊盤上.所以，數據引腳的傳輸路徑的特性主要由Cdpi和RP(或RN)決定.

圖4 分析雜波信號從數據引腳注入微控制器的抗擾性模型

RSCdpiCpkgLpkgRpkg50Ω6.8nF～1pF1～5nH1Ω

結合圖4，并考慮到封裝寄生參數的取值范圍，可知在中頻范圍內，輸入引腳焊盤的電壓與輸出引腳焊盤上的電壓基本相等.輸出高電平(數位1)時，有

(5)

式中：

(6)

αDIO_H為雜波信號注入數據引腳并輸出高電平時的傳輸系數；RP為上拉電阻；RN為下拉電阻；ωc為截止頻率，通常ωc遠遠小于中頻段雜波信號的ω.在中頻段αDIO_H隨頻率增大緩慢增大，甚至幾乎不變,αDIO_H化簡為

(7)

相應地，輸出低電平(數位0)時，只需將上RP替換成RN，所以有

(8)

式中αDIO為雜波信號注入數據引腳的傳輸系數.

(9)

式中：Vth_DIO為數據引腳焊盤上雜波的閾值電壓;Vth_1→0為輸入電壓由高電平向低電平轉換的參考電壓；Vth_0→1為輸入電壓由低電平向高電平轉換的參考電壓.數據引腳的輸入引腳在判斷電壓的數位時會將其和數位轉換參考電壓相比較.當且僅當雜波幅度小于Vth_DIO，輸入引腳探測到的實際數位與輸入引腳輸出的數位一致.

結合式(4)有

20lg|>αDIO|輸出高/低電平}.

(10)

式(10)就是數據引腳抗擾度公式.從式(8)、(9)和(10)可知，端口電壓、正向閾值電壓、反向閾值電壓、驅動電阻和雜波源內阻是決定數據引腳抗擾力的關鍵因素.此類引腳在中頻波段的抗擾度隨頻率增大緩慢減弱到最小值，然后基本不變.

需要說明的是，注入數據引腳的雜波可能會進入微控制器芯片上的其他模塊，造成其他模塊失效.在中低頻段，雜波需要首先進入電源分配網絡然后進入其它模塊.因為電源分配網路上有較多的去耦電容數據，引腳通道也有較大阻抗，所以上述到其他模塊的路徑傳輸系數會比較小.要導致其他模塊失效，需要遠大于導致數據引腳功能失效的雜波強度.這條路徑的影響可不考慮.高頻傳輸路徑的確會造成其他模塊先失效，但這不是本文的關注頻段.對于高頻路徑影響的分析可參見文獻[12].另外，數據引腳功能失效后會導致其他模塊功能的失效，但無論如何微控制器的抗擾性仍由數據引腳功能決定.因此，本小節和以下各節都不考慮微控制器各模塊間的相互作用.

2.2 電源引腳的抗擾性特征值

分析雜波信號從電源引腳注入微控制器的抗擾性模型如圖5所示.VS為干擾源，Rs為干擾源的內阻，Cdpi為注入電容，Lpkg、Rpkg、Cpkg分別為封裝的寄生電感、寄生電阻和寄生電容，CDecap為PCB板上的去耦電容，CDM為電源引腳焊盤與接地端間的片上去耦和片上寄生電容，稱為芯片域電容.

干擾信號通過Cdpi注入到電源引腳時，一部分信號通過CDecap直接耦合到PCB接地端，一部分通過封裝直接耦合到PCB接地端或傳輸到電源引腳焊盤再耦合到PCB接地端.而每個電源引腳焊盤存在一個閾值電壓，當電源引腳上的電壓超過它的閾值電壓時，電源引腳功能出錯或損壞，干擾信號的這個臨界功率值即為該頻率下電源引腳的抗擾度.

圖5 分析雜波信號從電源引腳注入微控制器的抗擾性模型

同分析數據引腳抗擾力時一樣，在分析電源引腳在低頻和中頻范圍內的抗擾力時，Cpkg、Lpkg和Rpkg的影響很小可忽略，則電源引腳焊盤上的電壓幾乎等于電源引腳上的電壓，有

(11)

式中：αsply為雜波信號注入電源引腳的傳輸系數；ωc為截止頻率；RS為50 Ω；CDecap為 6.8 nF.

ωc由式(12)計算

(12)

αsply呈一階低通型，而ωc遠小于中頻波段的ω，因此αsply在中頻波段隨頻率一階遞減，αsply可以化簡為：

(13)

結合式(4)可得

(14)

式中Vth_sply為電源引腳正常工作的閾值電壓，式(14)就是電源引腳電源引腳抗擾度公式.從式(13)和(14)可知，電源引腳焊盤閾值電壓、雜波源內阻、去耦電容和芯片域電容是決定電源引腳抗擾度的關鍵因素.而從表2里的典型取值來看，去耦電容要遠大于芯片域電容，因此去耦電容將主導電源引腳的抗擾度，抗擾度隨去耦電容的增大而增強.

表2 圖5部分元件數值

2.3 晶振引腳的抗擾性特征值

分析雜波信號從晶振引腳注入微控制器的抗擾性模型圖6所示.VS為干擾源，Rs為干擾源的內阻，Cdpi為注入電容，Lpkg、Rpkg、Cpkg分別為封裝的寄生電感、寄生電阻和寄生電容，CX1為晶振輸入引腳的負載電容，Ccry為晶振的寄生電容，Cpad_X1_VDD、Cpad_X1_VSS分別為晶振輸入引腳焊盤與電源端、接地端間的耦合電容.

干擾信號通過Cdpi進入晶振輸入引腳時，一部分信號通過CX1耦合到PCB接地端，一部分流經晶振回到PCB接地端，剩下的通過封裝耦合到接地端或通過封裝傳輸到引腳焊盤再耦合到PCB接地端.

而晶振焊盤有個閾值電壓，當晶振焊盤電壓超過這個閾值電壓時，晶振引腳功能出錯甚至損壞，干擾信號的這個臨界功率值即為該頻率下晶振引腳的抗擾度.

圖6 分析雜波信號從晶振引腳注入微控制器的抗擾性模型

同分析數據引腳、電源引腳抗擾力一樣，分析晶振輸入引腳在低頻和中頻范圍內的抗擾力時，忽略Cpkg、Lpkg和Rpkg的影響，則晶振輸入引腳焊盤上的電壓幾乎等于晶振引腳上的電壓，有

(15)

式中：αX1為雜波信號注入晶振引腳的傳輸系數；RS為50 Ω；Cdpi為 4.7 pF.

ωc由(15)計算

(16)

αX1呈一階低通型，而截止頻率ωc遠大于中頻波段的ω，因此傳輸系數在中頻波段近似為常數.αX1化簡為

(17)

結合(4)式可得

(18)

式中Vth_X1為晶振引腳正常工作的閾值電壓，式(18)就是晶振引腳抗擾度公式.從式(17)和(18)可知，注入電容、負載電容和晶振電容是決定晶振引腳抗擾度的關鍵因素.此類引腳在中頻波段的抗擾度隨頻率變化不大，接近為常數.從表3里的典型取值來看，各電容對抗擾度的重要性相近.

表3 圖6部分元件數值

3 實驗測量結果

針對理論分析中提出的各類引腳抗擾度頻率特性和特征值，本節通過實際測量的方法來驗證其適用性.

3.1 對數據引腳抗擾度公式的驗證

對四類微控制器離晶振引腳比較遠的數據引腳進行實驗，測試結果如圖7示.實驗結果表明：在中頻范圍內微控制器數據引腳的抗干擾能力隨干擾信號頻率的增大而緩慢變化，甚至不變.這與理論分析的結果吻合.

圖7 四類微控制器數據引腳的抗擾性

為了驗證抗擾度方程的準確性，將四類微控制器數據引腳在3 MHz(對應曲線底部)的測試值與式(10)計算值進行比較，如表4所示.計算抗擾度所用到的Vth_DIO的值是通過實驗對低頻雜波測定的.原則上,Vth_DIO和后面要用到的各類Vth，都是隨頻率變化的，不過Vth的頻率特性值得單獨研究，并且尚在研究之中，因此本文暫且使用低頻條件下的Vth來計算抗擾度.

表4 數據引腳抗擾性測試結果和估算值的比較

由表4可見數據引腳抗擾性的測試值和式(10)的計算結果很接近，差異在3.2 dB以內，所以我們可以用公式(10)式來估算微控制器數據引腳的抗擾度.

3.2 對電源引腳抗擾度公式的驗證

從式(13)可知傳遞系數αsply隨耦合電容CDecap的增大而減小，結合公式(14)式知，微控制器電源引腳抗擾力隨去耦電容CDecap的增大而增強.CDecap位于PCB上，輕易可調.因此可以通過調整去耦電容CDecap值來驗證式(14).電源引腳抗擾力的影響，我們對微控制器DUT-2的一個電源引腳分別接0 nF、100 nF、200 nF和300 nF的去耦電容CDecap進行四次試驗，實驗測試結果如圖8所示.實驗結果表明：在低頻和中頻范圍內微控制器電源引腳的抗干擾能力隨雜波頻率的增大按一階上翻的斜率增強，并且也隨去耦電容增大而增強，這與理論分析相一致.高頻段抗擾度隨頻率不升反降，形成孔洞結構，這主要是由電路諧振引起的.對此類結構的詳細分析參見文獻[12].

圖8 DUT-2接不同去耦合電容時電源引腳的抗擾性

為了驗證抗擾度方程的準確性，將DUT-2電源引腳在0.5 MHz的測試值與式(14)計算值相比較，如表5所示.計算抗擾度所用到的Vth_sply的值是通過實驗對低頻雜波測定的.

表5 電源引腳在0.5 MHz的抗擾性

可見電源引腳抗擾性的測試值和式(14)的計算結果很接近，差異在2.5 dB以內，所以我們可以用式(14)來估算微控制器電源引腳的抗擾度.

3.3 對晶振引腳抗擾度公式的驗證

對四個型號的微控制器的晶振輸入引腳XTAL1進行實驗，測試結果如圖9所示.實驗結果表明：在低頻和中頻范圍內微控制器晶振引腳的抗干擾能力隨干擾信號頻率的增大而變化，變化幅度要明顯比數據引腳的大.這表明作為射頻電路的振蕩器，它本身具有較明顯的本征頻率特性.而式(18)僅僅考慮了雜波傳輸網絡的頻率特性，沒有考慮到電路本征頻率特性，因此不能精確的描述出此類引腳抗擾度的頻率特性.

圖9 四類微控制器晶振引腳的抗擾性

為了進一步確定抗擾度方程的適用性，將四類微控制器晶振引腳在0.8 MHz的測試值與式(18)式計算值進行比較，如表6所示.計算抗擾度所用到的Vth_x1的值是通過實驗對低頻雜波測定的.

表6 晶振輸入引腳抗擾性測試值與估算值的比較

晶振輸入引腳抗擾性的測試值和式(18)的計算結果相比，型號DUT-2、 DUT-3、 DUT-4微控制器的差異在3.5 dB以內，而DUT-1的差異為5.9 dB.這種差異要比前面數據引腳和電源引腳的大.重新回到圖9，可以看到在低頻波段，DUT-4的抗擾度很高.這是因為DUT-4的時鐘引腳包含阻礙直流的電路；在高頻波段，受測部件抗擾度的順序變化劇烈；但在0.6～20 MHz 這個振蕩放大器的工作波段，四個型微控制器的抗擾度隨頻率變化較小，并且順序不變.式(18)對這四個微控制器抗擾度的排序是正確的.綜合上面的分析，式(18)只能部分地反應出微控制器晶振引腳的抗擾度頻率特性.在振蕩放大器工作頻率范圍內，我們可以用式(18)來對微控制器晶振引腳的抗擾度進行粗糙的估算.

4 結 論

文章將微控制器的引腳分為數據引腳、電源引腳和晶振引腳三類，分別對各類引腳所表現的抗擾性進行分析.文章為每類受測引腳構建了基于雜波傳輸路徑的抗擾性模型，根據這種模型，推導了各類引腳的抗擾度特征值的公式.實驗測量值和計算值的對比表明：在中頻波段，抗擾度公式能正確地反應出數據引腳和電源引腳的抗擾性，也能一定程度的反應出晶振引腳的抗擾性.對數據引腳和電源引腳，可以選擇抗擾度公式所代表的特征值來對不同型號微控制器的抗擾性進行排序和定級，可以用抗擾度公式計算抗擾度，還可以通過調節抗擾度公式各個變量來優化抗擾性.對晶振引腳，在計算抗擾度時還需要考慮到振蕩器本身的頻率特性，但可用抗擾度公式計算抗擾性的順序和制訂優化方案.特征值的提出，使得不同微控制器的抗擾性有了可比性，只要比較同類引腳抗擾度的特征值就可以判斷不同微控制器抗擾性的強弱.特征值計算式的建立，則給抗擾性優化提供了方向.誠然，要對微控制器的總體抗擾性進行較完整的評估還需要研究芯片上不同模塊間的高頻耦合通道，需研究多個引腳同時受擾的情況，但本文所提出的抗擾性模型和抗擾度公式反應了微控制器抗擾性的基本面，它們是理解、比較和優化微控制器抗擾性的有效工具.

[1] 李 君, 萬里兮, 廖 成, 等. 系統級封裝新型埋入式電源濾波結構的研究[J]. 電波科學學報, 2009, 24(3): 446-451.

LI Jun, WANG Lixi, LIAO Chen, et al. A novel embedded power filter structure research in system-in-package[J]. Chinese Journal of Radio Science, 2009, 24(3): 446-451.(in Chinese)

[2] 趙勛旺, 張 玉, 梁昌洪. 艦載多天線系統電磁兼容性分析[J]. 電波科學學報, 2008, 23(2): 252-256.

ZHAO Xunwang, ZHANG Yu, LIANG Changhong. Fast EMC analysis of multiple shipborne antennas system[J]. Chinese Journal of Radio Science, 2008, 23(2): 252-256.(in Chinese)

[3] IEC TC/SC 74A (2012) Working Documents [R/OL]. [2012-09-07]http://www.iec.ch, 2012.

[4] RICHARDSON R E, PUGLIELLI V G, AMADORI R A. Microwave interference effect in bipolar transistors[J]. IEEE Transactions on EMC, 1975, 17(4): 216-219.

[5] BAFFREAU S, BENDHIA S, RAMDANI M, et al. Characterisation of microcontroller susceptibility to radio frequency interference[C]// IEEE International Caracas Conference on Devices, Circuits and Systems. Aruba, 2002: 1031.

[6] ICHIKAWA K, INAGAKI M, SAKURAI Y, et al. Simulation of Integrated circuit immunity with LECCS model[C]//17th Annual Zurich Symposium on Electromagnetic Compatibility. Singapore, February 27 2006-March 3, 2006: 308-311.

[7] BOYER A, BENDHIA, SICARD E. Modelling of a direct power injection aggression on a 16 bit microcontroller input buffer[C]//EMC Compo. Turin, 2007: 35-39.

[8] ALAELDINE A, PERDRIAU R, RAMDANI M, et al. A direct power injection model for immunity prediction in integrated circuits[J]. IEEE Transactions on Electromagnetic Compatibility, 2008, 50: 52-62.

[9] WAN F, DUVAL F, CAO H, et al. Increase of immunity of microcontroller to conducted continuous-wave interference by detection method[J]. Electronics Letters, 2010, 46(16): 1113-1114.

[10] GROS J, DUCHAMP G, LECANT J, et al. Control of the electromagnetic compatibility: an issue for IC reliability[J]. Microelectronics Reliability, 2011, 51(9): 1493-1497.

[11] IEC TC/SC 74A. Integrated Circuits Measurement of Electromagnetic Immunity-Part 4: Direct RF Power Injection Method[S]. IEC Standard 62132-4, 2006.

[12] SU T, URGER M, STEINECKE T, et al. Using error-source switching(ESS) concept to analyze the conducted radio frequency electromagnetic immunity of microcontrollers[J]. IEEE Transactions on Electromagnetic Compatibility, 2012, 54(3): 634-645.