單相光伏并網逆變器共模電流的分析與抑制

吳 亮 ，楊 勇，朱忠奎

（1.蘇州大學機電工程學院，江蘇蘇州 215006；2.蘇州大學城市軌道交通學院，江蘇蘇州 215006）

1 引言

太陽能光伏發電是太陽能利用的一種重要形式。自1954年美國貝爾實驗室首次發明了以pn結為基本結構的晶體硅太陽能電池以來，光伏發電技術得到了飛速發展［1-2］。“太陽屋頂計劃”在歐美及日本等國得到了廣泛地推廣。我國的光伏產業相對發達國家起步較晚，但近年來以每年平均50%的速度高速增長［3］，太陽能光伏發電已成為可再生能源領域中的熱點［4-5］。

逆變器是光伏并網系統的核心部分，是連接光伏陣列與電網的關鍵部件［6］，主要完成光伏陣列的最大功率點跟蹤 (Maximum Power Point Tracking，MPPT)以及對并網電流的控制［7-8］，同時，在電網故障時還可以實現孤島保護［9-10］。早期的并網逆變器輸出端一般會安裝工頻隔離變壓器，以實現電壓調節與電氣隔離，同時阻止了系統向電網注入直流分量。然而，工頻變壓器增加了系統的體積、重量、成本，同時降低了系統的效率［11-12］。有研究者提出在系統的直流輸入側插入高頻變壓器［13］，雖然系統的體積、重量以及成本得到了降低，但系統功率級數較多，電能變換更為復雜，系統效率也沒有得到明顯提高。因此，無變壓器型非隔離光伏并網逆變器成為了目前的研究焦點，由于去除了變壓器，系統的重量、體積、成本大大降低，同時降低了能量損耗，從而有效提高了系統的工作效率［14］。

由于缺少了變壓器的電氣隔離，系統與電網之間直接電氣相連。而光伏系統與大地間存在著寄生電容，電容量可達50～150nF/kW［15］，且隨著環境濕度的增加而變大。該寄生電容與系統濾波元器件以及電網形成了共模諧振電路，當寄生電容上共模電壓變化時，將會產生較大的共模電流，即漏電流，從而可能引起并網電流的畸變，降低了系統的電磁兼容性，并會給人員操作帶來安全隱患［16］。各國認證標準均對并網逆變器的漏電流作了嚴格的限定，德國DIN VDE 0126-1-1明確規定，當漏電流峰值大于300mA時，光伏并網系統必須在0.3s內與電網斷開［17］。

由此可見，共模電流的抑制成為了非隔離型光伏并網逆變系統必須解決的問題。本文首先分析了產生共模電流的基本原理，研究了抑制共模電流的基本策略以及幾種能有效抑制共模電流的拓撲結構，然后建立了光伏發電系統的仿真模型，通過仿真驗證了這幾種拓撲結構的可行性，最后對這幾種拓撲結構作了分析與對比。

2 單相全橋非隔離型光伏并網逆變系統的共模分析

圖1所示為單相全橋光伏并網逆變系統的拓撲結構。文獻［18］對該拓撲結構作了共模分析，a、b兩點為系統交流輸出點，以直流母線o點為參考，設uao、ubo分別為a點、b點對o點的電壓差，uL1、uL2為電感L1、L2上的壓降，uPV為光伏陣列的輸出電壓，ug為電網電壓，ucm為寄生電容上的共模電壓，icm為諧振回路中的共模電流。

圖1 單相全橋光伏并網逆變系統的拓撲結構

以電網電流正半周期為例，根據基爾霍夫電壓定律，可列出共模諧振回路的電壓方程為：

單相全橋非隔離型光伏并網逆變系統所產生的共模電流在電感上的壓降較小，可忽略不計；又由于電網ug為工頻電網電壓，其在寄生電容上所產生的共模電流也可忽略不計。而uao、ubo為高頻脈沖電壓，所以該拓撲結構的共模電流主要由uao、ubo激勵產生。因此，由式（1）、（2）相加可得：

令寄生電容的電容量為Cm，因此流過寄生電容上的共模電流為：

由公式（3）、（4）可知，若要使共模電流icm的值減小，就必須保持共模電壓ucm的恒定，即uao+ubo的值保持恒定。由于uao、ubo為PWM高頻脈沖電壓，而不同的PWM控制策略所產生的高頻脈沖電壓uao、ubo的大小是不同的，因此共模電流相差也很大。對于單相全橋拓撲結構來說，可采用不同的PWM控制策略，常見的有單極性調制和雙極性調制。下面分別對單極性調制和雙極性調制所產生的共模電流進行分析討論。

2.1 單極性調制

若采用單極性調制，對于圖1所示的單相全橋拓撲結構，以電網電流正半周期為例，開關管S4保持常通，而S1、S2采用PWM高頻脈沖調制使其互補通斷。該調制模式下所產生的共模電壓分析如下［18］：

（1）S1、S4導通，S2關斷

（2）S2、S4導通，S1關斷

由于電網電流正、負半周開關調制相類似，則由式（5）、（6）可知，采用單極性調制的單相全橋光伏并網系統所產生的共模電壓的幅值在0和0.5uPV之間變化，且變化頻率與高頻PWM脈沖頻率一致，因此由前面分析可知，采用單極性調制的系統將會產生較大的共模電流。

2.2 雙極性調制

若采用雙極性調制，對于圖1所示的全橋拓撲結構，開關管對角互補通斷，即S1、S4導通時，S2、S3關斷；S2、S3導通時，S1、S4關斷。該調制模式下所產生的共模電壓分析如下［18］：

（1）S1、S4導通，S2、S3關斷

（2）S2、S3導通，S1、S4關斷

由式（7）、（8）可知，采用雙極性調制的單相全橋光伏并網系統所產生的共模電壓的幅值為0.5uPV，由于光伏陣列輸出電壓uPV穩態時近似不變，因此系統所產生的共模電流近似為零。

雖然雙極性調制可以有效抑制系統共模電流的產生，但其4個功率開關管都以較高的開關頻率工作，導致了較高的開關損耗，極大地限制了光伏并網逆變系統的工作效率。在實際應用中，對逆變系統的拓撲結構作適當改變，既能抑制共模電流的產生，同時又能兼顧系統效率問題。

3 抑制共模電流的拓撲結構

3.1 帶交流旁路的全橋拓撲

文獻［19］提出了一種帶交流旁路的全橋拓撲結構，如圖2所示。在該拓撲結構中，系統交流側增加了兩個由功率開關管和二極管所組成的雙向續流電路，使續流回路與直流側斷開，從而抑制共模電流的產生。

圖2 帶交流旁路的全橋拓撲結構

該拓撲結構開關管的控制順序為：在電網電流的正半周期，S5始終導通，S6始終關斷，S1、S4采用PWM高頻脈沖信號控制其通斷；在電網電流的負半周期，S6始終導通，S5始終關斷，S2、S3采用PWM高頻脈沖信號控制其通斷。以電網電流正半周期為例對該拓撲結構進行共模分析，負半周期與此相似。

（1）S1、S4與S5同時導通

（2）S1、S4關斷，S5導通，電流經過S5與S6的反并聯二極管續流

由式（9）、（10）可知，當uPV不變時，系統共模電壓保持0.5uPV恒定，因此產生的共模電流很小。在該拓撲結構中，開關管壓降為0.5uPV，為采用雙極性調制的單相全橋拓撲結構中開關管壓降的一半，因此大大降低了開關損耗，提高了系統效率。

3.2 帶直流旁路的全橋拓撲

帶直流旁路的全橋拓撲結構如圖3所示［20］。在該拓撲結構中，直流側正負兩端分別增加了一個功率開關管和一個二極管，同樣能夠使續流回路與直流側斷開，從而抑制共模電流的產生。

圖3 帶直流旁路的全橋拓撲結構

該拓撲結構開關管的控制順序為：在電網電流的正半周期，S1、S4保持常通，S5、S6采用PWM高頻脈沖信號控制其通斷；在電網電流的負半周期，S2、S3保持常通，S5、S6采用PWM高頻脈沖信號控制其通斷。以電網電流正半周期為例對該拓撲結構進行共模分析，負半周期與此相似。

（1）S1、S4、S5及S6同時導通

（2）S1、S4導通，S5、S6關斷，電流經S1與S3的反并聯二極管或S4與S2的反并聯二極管續流

由式（11）、（12）可知，系統共模電壓保持恒定，因此產生的共模電流很小。在該拓撲結構中，開關管S5、S6的管壓降為0.5uPV，且S1～S4采用工頻調制，降低了系統的開關損耗，故效率比帶交流旁路的全橋拓撲結構的效率高。

3.3 H5拓撲

H5拓撲結構由德國SMA公司提出，并在其生產的光伏逆變器中得到廣泛應用。該拓撲結構在直流側增加了一個功率開關管，使續流回路與直流側斷開，其拓撲結構如圖4所示［18，21］。

圖4 H5拓撲結構

該拓撲結構開關管的控制順序為：在電網電流的正半周期，S1保持常通，S4、S5采用PWM高頻脈沖信號控制其通斷；在電網電流的負半周期，S3保持常通，S2、S5采用PWM高頻脈沖信號控制其通斷。以電網電流正半周期為例對該拓撲結構進行共模分析，負半周期與此相似。

（1）S1、S4及S5同時導通

（2）S1導通，S4、S5關斷，電流經過S1與S3的反并聯二極管續流

由式（13）、（14）可知，系統共模電壓保持恒定，因此產生的共模電流很小。該拓撲結構開關數量少，損耗低，減少了成本，控制簡單，系統效率高，其最高效率能達到98.1%，歐洲效率可達97.7%［18］。

3.4 H6拓撲

H6拓撲結構如圖5所示［22-23］。該拓撲結構由6個功率開關管和兩個二極管組成。其中開關管S5、S6與二極管D1、D2構成續流支路，使續流回路與直流側斷開，抑制了共模電流的產生。

圖5 H6拓撲結構

該拓撲結構開關管的控制順序為：在電網電流的正半周期，S6保持常通，S1、S4采用PWM高頻脈沖信號控制其通斷；在電網電流的負半周期，S5保持常通，S2、S3采用PWM高頻脈沖信號控制其通斷。以電網電流正半周期為例對該拓撲結構進行共模分析，負半周期與此相似。

（1）S1、S4及S6同時導通

（2）S6導通，S1、S4關斷，電流經過D1與S6續流

由式（15）、（16）可知，當uPV不變時，系統共模電壓保持0.5uPV恒定，因此產生的共模電流很小。由于開關管S5、S6采用工頻調制，故開關損耗低，其最高效率可達98.3%，歐洲效率可達98.1%［23］。

4 仿真模型建立與結果分析

本文采用了Matlab/Simulink 7.1建立了一個2kW的系統等效仿真模型，仿真模型框圖如圖6所示。

圖6 系統仿真模型框圖

圖中Vdc為光伏陣列，CP為寄生電容，Lf、Rf、Cf組成系統濾波電路，Lgrid、Rgrid、Rg分別為電網等效電感、等效電阻以及對地等效電阻，Vac為交流電網有效值。系統參數設置如表1所示。

表1 仿真模型系統參數設置

? 該系統仿真模型采用的控制策略如圖7所示，其中Vdc為400V恒定直流源，對交流輸出電壓Vac通過鎖相環（PLL）得到電網角度θ，電流給定igrid為10A。

圖7 系統控制策略

根據上述仿真模型，可以得到各拓撲結構的共模仿真波形，如圖8～13所示。其中圖8為單極性調制的共模仿真波形，由圖可知，其共模電壓在0V與400V之間變化，因此產生了較大的共模電流，最大值可達1A；圖9為采用雙極性調制的共模仿真波形，其共模電壓保持400V不變，因此產生的共模電流幾乎為零；圖10、11分別為帶交流旁路拓撲結構和帶直流旁路拓撲結構的共模仿真波形，其共模電壓均在400V左右變化，且變化幅度很小，因此產生的共模電流也很小，最大值小于10mA。圖12、13分別為H5、H6拓撲結構的共模仿真波形，其共模電壓變化幅度在±30V以內，因此產生的共模電流也很小，在10mA左右。

圖8 單極性調制共模仿真波形

圖9 雙極性調制共模仿真波形

圖10 帶交流旁路拓撲共模仿真波形

圖11 帶直流旁路拓撲共模仿真波形

圖12 H5拓撲共模仿真波形

圖13 H6拓撲共模仿真波形

實驗與仿真結果證明，上述幾種拓撲結構共模電壓變化范圍小，均能有效抑制共模電流的產生，使其保持在20mA以內。

5 不同拓撲結構的對比

以上4種拓撲結構均能有效地抑制共模電流的產生，使其控制在20mA以內，但由于所含功率器件數目的不同以及調制方式的不同，這4種拓撲結構的功率損耗及效率都有所差異。帶交流旁路的全橋拓撲結構對比雙極性調制的全橋拓撲結構，開關管的壓降降低一半，減小了開關損耗。帶直流旁路的全橋拓撲結構的開關管數量與帶交流旁路的全橋拓撲結構的開關管數量一致，但由于其全橋臂4個開關管都采用工頻調制，因此開關損耗低于帶交流旁路的全橋拓撲結構。H5拓撲結構功率器件數量較少，采用了獨特的調制方式，開關損耗低，工作效率高。H6拓撲結構與H5拓撲結構調制方式十分相似，因此工作效率也十分接近。如表2所示是對以上4種拓撲結構的共模電流以及工作效率的對比表。

表2 不同拓撲結構共模電流與效率對比

6 總結

本文分析了單相非隔離型光伏并網逆變系統共模電流的產生原理與抑制共模電流的基本方案，研究了4種能夠有效抑制共模電流的拓撲結構，并建立了光伏發電系統的仿真模型，通過仿真驗證了這幾種拓撲結構的可行性。最后結合系統工作效率，對這幾種結構作了對比分析，從對比分析可知，H5、H6拓撲產生的共模電流小，系統工作效率高，因此H5、H6拓撲結構在光伏發電系統中得到廣泛應用。

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