基于加權網絡的DRFM干擾PD雷達特征研究?

崔 偉,李云鵬

(空軍航空大學信息對抗系，吉林長春130022)

0 引言

新型干擾樣式的出現，對現代雷達已經能夠造成嚴重的干擾[1]?；跀底稚漕l存儲器(DRFM)的干擾技術[2]是一種現代電子戰的前沿技術，通過生成干擾信號與被干擾雷達信號波形匹配達到干擾目的。文獻[3-8]對DRFM技術均作了相關研究。其中，文獻[3]對線性調頻脈沖壓縮雷達的DRFM干擾效果進行了探討，文獻[4]對PD雷達速度欺騙干擾進行了分析，文獻[5]對高重頻信號的DRFM干擾技術研究。但上述研究均未分析干擾信號的波形特性，也未分析被干擾雷達對干擾信號的處理特性。本文主要對基于加權網絡的3 bit相位量化DRFM干擾信號特性進行了分析，給出了加權網絡的加權值，建立了3 bit相位量化DRFM時域波形表達式，利用仿真分析了3 bit相位量化DRFM干擾信號的頻譜特性。針對PD雷達模型的信號處理過程對DRFM干擾效果進行了分析，對研究DRFM的干擾效果以及雷達的抗DRFM干擾都具有重要意義。

1 DRFM的量化方式

數字儲頻技術總體上可以分為幅度量化方式和相位量化方式兩種體制。幅度量化DRFM存儲信號時保存了信號的幅、相信息，使重構信號有很高的保真度。但由于自身系統的結構復雜，所以難以實現單片集成DRFM系統。相位量化DRFM雖然僅僅保存了信號的相位信息，但不影響對脈沖雷達的干擾，而且相位量化DRFM的關鍵器件A/D變換器和D/A變換器易于集成，因此相較幅度量化，相位量化DRFM得到了廣泛應用。

相位量化DRFM最主要的量化方式是正交信號比較法，其結構框圖如圖1所示。其基本原理是基于任意相移的信號都可以通過原信號的正交信號變換而產生。輸入射頻信號經正交下變頻后形成I、Q兩路正交信號。這兩路正交信號再經相位量化器進行處理形成四路相位相差45°的方波信號，如圖2所示。

圖1 正交信號比較法相位量化

圖2 移相方波信號

它們分別表示為

相位量化器產生的4路方波相當于4位的數字信號，而用4位數字信號表示8個相位區間會有1位的冗余，因此只需要經編碼器進行重新編碼后產生3位的相位碼即可。信號的重構過程與存儲過程相反。當需要重構信號時，將存儲器中存儲的數據讀出，經過并串轉換器(PISO)恢復串行數據，重構I、I+Q、Q、Q-I四路方波。加權相加網絡對重構的方波進行加權相加，產生兩路階梯式正交模擬信號，然后經正交上變頻后相加即可得到輸出信號。

加權相加網絡可以很好地還原出輸入信號的外包絡，因此，加權值的確定，直接影響了產生干擾信號的特性，為了便于實現，我們利用等均值離散的方法，將時域信號進行模擬等分，利用合成信號來反推各路方波的權值。因此可以通過計算得出當DRFM為3 bit相位量化時，其權值分別為a1=2-2cos(π/4)，a2=2cos(π/4)，a3=2cos(π/4)，a4=2-2cos(π/4)。

這樣，我們就可以得到3 bit相位量化DRFM時域波形表達式:

DRFM時域波形圖如圖3所示。

圖3 DRFM時域波形圖

2 DRFM干擾信號頻譜特性

由于DRFM干擾信號由相位量化產生，因此不可避免地產生寄生信號。寄生信號中影響最大的是諧波性寄生信號[7]，一方面，它降低了干擾機的有效輻射功率;另一方面，它可能成為雷達發現和檢測目標的信標。由3 bit相位量化輸出信號的波形可以看出f(t)的直流分量為0，周期為T，且為偶函數，則可以將f(t)展開成以下形式:

式中，

稱為f(t)的傅里葉級數的系數。為了便于分析，可以把式(2)改寫成:

由于f(t)是偶函數，并且f(t)是奇諧函數，對式(3)括號中的第二個積分項進行變換，可得

整理后可得

將輸出波形中的各參數代入式(5)，即可得

當量化的比特數為m時，輸出信號的傅里葉級數為

式中，

當m≥3時，對上式求和，式中的2m-3項(即為中間項)單獨列出，并把第1項與第2m-2-l項合并，經整理后可得

利用三角公式可將x n項化簡為

式中，k=n-sin(nπ/2)。

當m≥4時，采用與上面相似的方法，可以把上面的式(10)進一步化簡成:

通過上式可以看出，x n是由cos(kπ/4)，cos(kπ/8)，cos(kπ/16)… 疊加而形成的，可以將x n進一步簡化成:

式中，n=1，2m±1，2?2m±1，3?2m±1…

將上式回帶到通式a n中可得

式中，n=1，2m±1，2?2m±1，3?2m±1…

此時得到的a n即為輸出信號的傅里葉級數化簡后的表達式。1次諧波為信號的固有頻率，而高次諧波是寄生信號。若令A n=[a n/a1]表示相對基波信號的寄生信號幅度，則可得到

式中，m為量化位數，m≥2。若以d B為單位，則表示為

式中，n=1，2m±1，2?2m±1，3?2m±1…

3 仿真與分析

(1)信號頻譜特性

對方波加權相加法產生的信號進行快速傅里葉變換后得到信號的頻譜。假設量化比特數m=3，周期T=1，采樣頻率Fs=1000;根據前面的分析可知，3 bit相位量化輸出信號的頻譜將在n·2m處產生寄生信號，即F=7，9，15，17，23，25，31…處。從圖4由生成的頻譜可以看出，階梯信號的自身頻率為F=1，是能量最高的信號。并且在F=7，9，15，17，23，25… 諧波處產生寄生信號。與計算得出的n·2m±1相同。

圖4 3 bit相位量化信號頻譜圖

(2)DRFM干擾信號對PD雷達干擾效果分析

PD雷達的仿真系統主要有正交雙通道處理、旁瓣對消、脈沖壓縮(匹配濾波)、動目標顯示(MTI)、動目標檢測(MTD)和恒虛警處理(CFAR)等關鍵技術，我們以此來分析DRFM的干擾效果。假設雷達主要工作參數如下:τ=5μs，PRI=20 k Hz，SNR=15 d B，雷達中頻為1 M Hz，目標相距雷達R=13 km，假設DRFM以最小時間延遲轉發干擾信號，雷達信號和干擾信號時域圖分別如圖5和圖6所示，頻譜圖如圖7所示。比較圖5和圖6可以看出，DFRM量化產生的干擾信號在波形上與雷達脈沖信號十分相似，唯一的差別就是雷達回波和干擾信號的能量大小可能有所不同，對PD雷達而言，從時域上無法區別干擾信號和回波信號。從圖7可以看出，產生的干擾信號中頻頻率與雷達信號的中頻頻率都為1 MHz，但干擾信號在7 MHz和9 MHz的位置出現了明顯的諧波，這與前面的分析是一致的，而這也對未來雷達從頻域來識別干擾信號提供了機會。

我們對PD雷達分別進行距離欺騙干擾和速度欺騙干擾，干擾效果分別如圖8～10所示。假設目標相距雷達R=13 km，假目標位于11.5 km處，SJR=0 dB，從圖8時域波形來看，雷達可以清晰地對假目標進行檢測和分析，其中虛脈沖為假目標所在的位置，實脈沖是真實目標的位置。我們知道，PD雷達主要檢測目標的多普勒頻移實現對速度的測量，假設移動目標的速度為210 m/s，假目標速度為300 m/s，PD雷達進行16次相干積累，雷達工作時PRI=32 k Hz。圖9給出了MTI處理后的圖像，從圖9可以看出，由于假目標也具備了速度信息，在進行MTI處理之后，真目標和假目標被同時檢測出來，雷達無法區分真假目標。在進行MTD處理后，圖10中在第7、10號濾波器的位置出現了較強的峰值，將其換算成速度，則v1=210 m/s，v2=300 m/s，分別與真假目標的速度一致，也就是說，PD雷達進行MTD處理以后，成功地檢測處理兩個動目標的速度，而作為干擾方來說，此時速度欺騙干擾達到了干擾的目地。

圖5 雷達信號時域波形圖

圖6 DRFM干擾信號時域波形圖

圖7 干擾信號和雷達信號頻譜分布圖

圖8 距離欺騙干擾示意圖

圖9 MTI處理后信號圖

圖10 速度欺騙干擾示意圖

4 結束語

DRFM技術通過生成干擾信號與被干擾雷達信號波形匹配達到干擾目的，本文主要對基于加權網絡的3 bit相位量化DRFM干擾信號特性進行了分析，給出了加權網絡的加權值，利用仿真分析了3 bit相位量化DRFM干擾信號的頻譜特性。對PD雷達模型的DRFM干擾效果進行了分析，對研究DRFM的干擾效果以及雷達的抗DRFM干擾都具有重要意義。

[1]張崔永，趙風東，楊志祥.新型干擾樣式對某型雷達干擾效果研究[J].雷達科學與技術，2013，11(3):241-245.ZHANG Cui-yong，ZHAO Feng-dong，YANG Zhixiang.Research on Jamming Effectiveness of a New Jamming Style to Radar[J].Radar Science and Technology，2013，11(3):241-245.(in Chinese)

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