單邊帶OFDM-ROF 系統中的色散補償問題研究

席在芳，劉懿，吳笑峰，胡仕剛，唐志軍，李勁

(湖南科技大學 信息與電氣工程學院，湖南 湘潭，411201)

OFDM(orthogonal frequency division multiplexing)技術具有較高的頻譜效率、對時延擴張免疫、可以抗頻率選擇性衰落、信道均衡簡單等特點，已在寬帶數據通信和無線通信等領域中廣泛應用[1-2]。OFDM 技術中的信道均衡加上信道編碼可以幫助抑制單模色散(CD)和偏振模色散(PMD)[3]。將OFDM 技術融入到ROF 系統中具有較多優勢，在傳輸端可以通過抑制色散效應提高信號傳輸距離，無線端又可以直接利用OFDM 技術在無線領域的優勢。許多研究者研究了OFDM 信號在光纖中傳輸的問題[2-7]，大部分是采用相干檢測技術來接收OFDM 信號，采用直接檢測的光OFDM傳輸系統是為了更好地補償長距離通信系統中的色散。它們采用的調制頻率都比較低，較少涉及高頻子載波如毫米波段的研究，大多采用濾波技術實現單邊帶調制[2-8]。傳統的光載波雙邊帶調制方式的ROF(radio-over-fiber)系統中傳輸色散引起的信號失真很大[9]。經比較，采用相位均衡技術和接入色散補償光纖模塊技術的單邊帶調制抑制色散的方法具有更好的效果[10-13]。本文研究適應于4G 移動通信系統的OFDM-ROF 光傳輸系統，建立OFDM-ROF 光纖傳輸系統的仿真模型。從理論和仿真分析采用直接檢測技術接受信號的OFDM-ROF 系統的傳輸性能，對制約系統傳輸性能的色散因素進行探討，并提出色散補償的有效方法。

1 理論分析

1.1 單邊帶OFDM-ROF 系統分析

其中：μ 為光電檢測器的靈敏度；β ′=β′( wc)wRFL，表示由一階色散引起的相移。式中忽略了光信號，光電流主要包含直流分量和射頻分量。

1.2 色散補償技術方法分析

圖1 基于相位調制的單邊帶OFDM-ROF 系統Fig.1 Single sideband OFDM-ROF system based on phase modulation

圖2 光纖色散補償鏈路Fig.2 Fiber link compensated by chromatic dispersion

在兩端光纖串接的情況下輸出脈沖包絡幅度表示為

式中：L = L1+ L2； β2j ( j =1,2)為長 Lj( j=1,2)光纖段的 GVD 參數。 此時， 色散補償條件為β21L1+β22L2= 0。因為Dj=-(2πc / λ2)β2j，所以，色散補償條件變成: D1L1+D2L2= 0。從實際考慮，L2應該盡可能地短，所以，它的色散值D2應盡可能大。在本文中，為了減少由于色散而引起的系統性能惡化，提出利用色散補償光纖(DCF)與標準單模光纖按長度的為1:4 的組合方式構成光纖傳輸鏈路的補償方案。

2 性能分析

2.1 OFDM-ROF 系統仿真實現

圖3 單邊帶光載ROF-OFDM 系統仿真圖Fig.3 System simulation of single side band OFDM

圖4 相位調制后產生的毫米波頻譜圖Fig.4 Spectrograph of phase-modulated millimeter-wave

圖5 通過BPF 后的單邊帶頻譜圖Fig.5 Spectrograph of single sideband after BPF

采用光通信系統仿真軟件OptiSystem與數值計算軟件MatLab 相結合建立1 個OFDM-ROF 單邊帶光載傳輸系統，如圖3 所示。在發送模塊中，激光二極管(LD)發出線寬很窄的連續光波輸入到相位調制器的1 個輸入端，傳輸二進制碼元通過OFDM 調制模塊形成模擬信號，濾出中心頻率為2.5 GHz 的信號，通過與20.0 GHz 的正弦波相乘搬移到22.5 GHz 的頻段，輸入到相位調制器的另一個輸入端，電信號被調制到193.1 THz 的光載波上，通過帶通濾波器后剩下中心載波和上下邊帶，形成OFDM 毫米波信號，如圖4 所示。通過帶通濾波器(BPF)后只剩下中心載波和上邊帶，如圖5 所示。OFDM 信號由MatLab 程序離線產生，信號速率為2.5 Gb/s 的偽隨機碼經4-QAM 調制成1.25 Gb/s 的頻域數字信號，經過256 點IFFT 生成OFDM基帶信號，其中有32 個導頻信號，采用梳狀分布，保護間隔長度為OFDM 周期的1/4；然后，對基帶OFDM信號的實部和虛部進行I/Q 中頻調制，中頻信號頻率為2.5 GHz。在光傳輸模塊中，設置傳輸鏈路采用標準單模光纖(SSMF)。SSMF 的色散常數為D=16.75 ps/(nm·km)。在接受模塊，光傳輸信號被光電檢測器(PD)接收檢測轉換為微波信號。PIN 接收到的頻譜圖見圖6。從圖6 可以看出：該信號包含了基帶信號、中心頻率為2.5 GHz 的電信號和中心頻率為20.0 GHz的毫米波信號。然后，與頻率為20.0 GHz 的正交載波混頻實現下變頻。采用帶通濾波器濾除解調信號中的高頻成分，得到的中頻OFDM 信號其中心頻率也為2.5 GHz，之后進行I/Q 相干解調。然后進入MatLab單元，在每個碼元周期處進行信號采樣和量化。將量化數據序列除去循環前綴，經過串并變換后進行OFDM 解調，再經過低通濾波器獲得一組二進制序列輸出。光探測器的靈敏度為1 A/W，暗電流為10 nA。OFDM 解調則采用256 點FFT。解碼器利用4-QAM星座進行判決。

2.2 傳輸系統仿真結果分析

2.2.1 相位均衡對色散的補償

圖7 未均衡時系統接收端的星座圖(傳輸距離為40 km，碼元碼率為2.5 Gbit/s)Fig.7 Constellation diagram of system without balanced(transmission distance 40 km, code rate 2.5 Gbit/s)

在未采用均衡技術時，隨著色散度的增加，系統接收到信號的星座圖如圖7 所示。從圖7 可以看出：系統接收到信號的星座圖逐漸發散，OFDM-ROF 光傳輸系統的傳輸性能隨著光纖色散度的增加而降低。為了減小由于色散引起的OFDM-ROF 光傳輸系統性能的惡化，在OFDM 調制時提出利用信道估計的方法即相位均衡來補償各個子載波的相位偏轉，系統接收到信號的星座圖有較明顯改善，如圖8 所示，從而提高系統對信號接收識別的靈敏度，這也是OFDM 技術可以對色散進行補償的原因。

2.2.2 接入色散補償模塊對色散的影響

為了減少由于色散引起的OFDM-ROF 光傳輸系統性能的惡化，通過反復仿真嘗試，利用色散補償光纖(DCF)與標準單模光纖按照長度比為1:4 的組合方式構成光纖傳輸鏈路的補償方案。色散補償前后星座圖如圖9 所示，色散補償后的星座點變緊湊，延長了信號的傳輸距離。但是，色散補償模塊只能按照一定傳輸距離色散經驗值提供一個補償范圍，而無法精確補償，且色散補償對信號的衰減比較大，特別是插入損耗，其非線性效應比較高，因此，色散補償要根據實際情況而定。

圖8 系統均衡后接收端的星座圖(傳輸距離為40km，碼元碼率為2.5 Gbit/s)Fig.8 Constellation diagram of system for balanced (transmission distance 40 km, code rate 2.5 Gbit/s)

圖9 色散補償前后星座圖 (色散補償光線的衰減常數a=0.5 dB/km, 色散常數D=72 ps/(nm·km))Fig.9 Constellation diagram before and after the dispersion compensation(attenuation constant of dispersion compensation light a=0.5dB/km, dispersion constant D=72 ps/(nm·km))

3 結論

1) 建立了1 個采用單個相位調制器加濾波技術產生毫米波，使用直接檢測技術接受信號的OFDM-ROF 光傳輸系統仿真模型。

2) 通過對色散補償前后系統接受的星座圖進行比較分析，采用相位均衡和接入色散模塊技術的使用，實現了OFDM-ROF 系統的性能增益，增加了下行鏈路中信號的傳輸距離和傳輸質量。色散補償模塊只能按照一定傳輸距離色散經驗值提供一個補償范圍，而無法精確補償。若獲得更大的色散補償增益，還需進一步研究。

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