一種新型低漏電流非隔離光伏逆變器

梁 杰，張代潤， 操建新

（四川大學電氣信息學院，四川成都 610065）

當前化石能源日益缺乏，而環境污染也日益加劇，因此能源問題亟待解決。太陽能作為一種可再生能源，是新能源中最為重要的一種。目前我國光伏發電技術和應用沒有廣泛普及，主要是由于我國沒有掌握太陽能光伏電池所需要的多晶硅提純技術，因此生產成本居高不下，為太陽能光伏電池推廣應用帶來了難度。就光伏逆變器來說，我國已經掌握了核心技術，因此并沒有存在成本過高的問題。甚至我國的光伏逆變器已經在國際市場中具有很強的競爭力。但是這并不意味著我國光伏逆變器產業發展一帆風順，事實上我國光伏逆變器企業想走出國門走向世界還存在著很大難度。我國光伏逆變器企業雖然掌握了核心技術，但是產品的推陳出新也是很重要的。在歐美市場上，很多客戶已經對本土企業先入為主，我國逆變器企業則很難再深入到市場中。因此能否再開發出好逆變器決定了我國未來光伏產業能否很好地發展。而逆變器的轉換效率決定了整個系統的體積質量以及相應的投資成本，同時也決定了整個系統的效率。由于開關器件的導通以及開關產生的損耗，因此如何降低損耗以及減少漏電流已經成為設計光伏逆變器需要考慮的重要因素。

平常采用的逆變電路拓撲，通過采用IGBT與MOSFET相互結合使用來提高效率并且降低開關以及導通損耗，但是由于在續流階段電網電流仍需要與PV系統直流端相連，因此會大大增加漏電流，同時由于MOSFET開關管開關頻率較高，因此也會大大增加開關損耗。

文獻[1]中所示為一種五開關器件的逆變拓撲（H5型逆變拓撲結構）。由于在續流階段通過斷開直流側開關器件，從而可以很好地實現續流時直流側與電網側斷開，從而實現低漏電流的目的。但是在工作過程中由于開關器件較多，因此會較大地增加開關損耗以及導通損耗，而且由于專利封鎖等原因，因此就要求開發新型的逆變拓撲結構[2]。

在仔細研究分析普通型逆變器，同時參考H5型逆變器的設計結構，同時充分考慮到上述拓撲結構的一些缺點，文章中采用了一種新型的逆變器。這種逆變器通過采用雙BUCK電路并聯從而實現所需要的逆變變換功能，同時此種逆變器也是通過采用續流時與PV端斷開來減少漏電流。由于這種逆變器開關器件較少，因此可以有效地減少器件開關損耗，而且MOSFET開關頻率不高，這也大大提高了MOSFET的開關性能，同時在高頻開關側采用IGBT，可以高效地完成逆變變換。

1 拓撲構成與原理分析

圖1所示為一種新型的光伏逆變器，這種逆變器采用雙BUCK電路拓撲來實現逆變。

根據圖1(a)中所示可以了解到L1和L2為進網濾波器，uAN、uBN分別為橋臂中點A、B對應的電位差；UDC為輸入電壓，ug為電網電壓。圖1(b)中所示為開關管驅動信號，其中Ur為進網電壓PI調節器輸出的調制波。G1-G4分別為開關管G1-G4的驅動信號。

以下為工作狀態分析：

圖1 新型的電路結構及其驅動信號示意圖

工作狀態1：開關管G1、G3導通，其余都關斷。此時電網側電壓工作于正弦波的正半周，直流側向網側輸送電量，因此uAN=UDC，uBN=0，故 uAB=UDC，則共模電壓：

工作狀態2：開關管G1導通，其余斷開。此時光伏電池與電網電壓斷開，電路處于續流狀態，L1和L2通過開關管G1和二極管D1給電網續流，此時uAN的電壓值相當于二極管D1兩端的電壓值，因此uAN=0，uBN兩端的電壓值相當于開關管G1兩端的電壓值，所以uBN也為0，故uAB=0，由此可得共模電壓

工作狀態3：開關管G2、G4開通，其余都關斷。此時電網通過開關管流過反向電壓，而其實際工作狀態與工作狀態1基本相似。uAN=0，uBN=UDC，故uAB=UDC，此時的共模電壓變為：

通過上述分析可得，此逆變器拓撲結構比較簡單，只是從最普通最簡單的逆變器中演化而來，但是由于其在續流階段與直流PV系統斷開，因此可以大大減少漏電流。而且工作狀態少，控制比較方便。由于此拓撲的uAB電壓工作在UDC與0之間，因此此拓撲結構為單極性調制，這樣降低了濾波電路設計的復雜程度，同時減小了濾波電感的體積，降低了損耗；由于在續流階段滿足光伏電池輸出端與電網隔離的要求，因此具有低漏電流的特性。

2 功率損耗分析

由于此逆變拓撲結構的對稱性，因此只需對G1、D1、G3進行分析即可 (本文中取IGBT為第二代的200 V型，MOSFET取IRFPG50）。

2.1 器件導通損耗

功率開關器件上有電流流過時，由于器件本身具有導通電阻，所以會產生導通壓降，導通壓降乘以流過的電流即為器件的導通損耗[3]。

2.1.1 IGBT開通損耗

在本次PWM逆變器的控制方式中，調制函數為sinα，θ為電流和電壓之間的相角，M為調制度，那么占空比為：D=1/2[1+Msin(α+θ)]。

由于此負載為感性負載(由θ反映)，在一個周期內，IGBT導通時間在此處所述拓撲結構中，從α=0到α=π，在載波周期時間T里，G3為采用PWM調制波間斷開通，其導通時間為DT，關斷時電流經二極管D1續流，所以D1的導通時間為(1－D)T。在第i個載波周期中，IGBT G3的導通損耗為：Ei=uCEicDT，所以：dEi=uCEicD。

又由于電流信號為正弦信號ic=A sinα隨著載波頻率的提高，T減小，每脈沖的導通損耗減小，可以認為半周期內總的導通損耗不變。所以，在此半周期內IGBTG3的開通損耗為：

2.1.2 二極管的開通損耗

2.1.3 MOSFET開通損耗

由于MOSFET在時間T內一直處于開通狀態，因此其開通損耗為式中：Rds為MOSFET通態電阻；I0為負載電流有效值。根據上述三個式子可得：

此處暫不考慮紋波電流對器件導通損耗的影響[4]。

2.2 器件開關損耗

IGBT以及MOSFET開關損耗的產生主要是因為開關狀態每次都不可避免地產生V-I交疊從而發生損耗。

由于在光伏逆變中，PWM控制的開關器件一直處于高頻狀態，因此其在開關過程中產生的開關損耗也相當的大，也是在計算器件損耗的過程中必須要注意的（此處假定器件都為理想器件）。

2.2.1 器件開通損耗

(1)IGBT的開通損耗

由于假定IGBT為理想器件，因此不需要考慮其延時。

如果開關頻率為f，則開通功率損耗為：Pon=Eonf[5]。(2)MOSFET的開通損耗

MOSFET的開通損耗主要發生于MOSFET電壓與電流產生交疊發生的時間段內，即各自完成轉換所需的時間之和。

2.2.2 器件的關斷損耗

可以根據上述介紹的IGBT以及MOSFET的開通損耗同理得到關斷損耗。

（1）IGBT關斷損耗

（2）MOSFET關斷損耗

MOSFET的關斷時間常數與其開通期間相同。

文中所提到的逆變器中，通過對其拓撲結構以及工作狀態的分析可以看出，逆變電路結構比H5型逆變器要簡單得多，逆變器中所涉及的開關器件也要少于H5型逆變器[6]。

在電網電流正向工作階段，H5型逆變器需要開通的開關管有G2、G3和G5，而本文中提到的逆變器僅有G1、G3，因此器件開通損耗要小于H5型逆變器。在電網電流正向續流階段，H5型逆變器需要工作的開關器件有G2，以及與G1相并聯的反向二極管D1，此時需要關斷G5。由此可見，在半個工作周期內，本文中提到的逆變器可以減少相應的導通損耗[7-8]。

3 仿真波形以及結果分析

為了證明上述所述理論的正確性，仿真設計了一個小型PV光伏陣列。下面列出仿真中一些基本元件的選型以及參數設置：輸入電壓uDC=380 V；輸出電壓為Ug=220 V；直流母線電容CDC=940μF；電網頻率為50 Hz；開關頻率Fs=20 kHz；濾波電容C0=1μF。

圖2所示為單極性SPWM在開關器件的結電容相等情況下的仿真波形。圖2(a)(b)所示為輸出并網電壓與電流波形。通過這兩個仿真實驗結果波形可以清晰地看到：輸出并網電流與并網電壓都為正弦波，而且在網側電流與電壓相位相同。(g)和(h)所示為仿真實驗的共模電壓波形，所得的共模電壓波形驗證了理論分析的合理性。也可以通過仿真波形圖以及分析得到當共模電壓uCM保持為180 V時，共模漏電流iCM也幾乎接近于0。通過仿真分析，我們驗證了文中描述理論的正確性。

圖2 仿真實驗波形

4 結論

這種新型的非隔離光伏逆變拓撲結構有以下幾個特點：（1）它是在H5結構的基礎上改進而來，因此它具有H5的優點，同時它又減少了開關器件，從而減小了損耗；（2）此結構在續流階段與光伏電池輸出直流段脫離，很好地解決了漏電流的影響，基本上可以滿足低漏電流的要求。該逆變器拓撲對于光伏發電具有很高的利用價值。

通過文章的分析可以發現：此種雙BUCK電路形式的逆變器能夠很好地滿足高效轉換的要求，同時其低漏電流以及低損耗可以很好地滿足當前在能源危機下節約能源的要求。

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