單載波高速相干水聲通信技術研究

余佳超，劉文慧，蘇 為

（廈門大學 信息科學與技術學院，水聲通信與海洋信息技術教育部重點實驗室，福建 廈門361005）

水聲信道是時變、空變多途擴展信道.單載波高速水聲通信受通信帶寬受限（10km距離上可用帶寬小于10kHz）、多途結構復雜（多途時延擴展可達幾十甚至幾百個碼元）、碼間干擾（inter－symbol－interference，ISI）嚴重的影響，傳統時域判決反饋（DFE＋PLL）結合二階數字鎖相環技術存在易受均衡器階數、迭代步長初值設定影響的問題，魯棒性差［1］.本文針對水聲信道的稀疏特點，采用復雜度較低的稀疏水聲信道估計算法（DAMP）估計信道［2］，在此基礎上設定判決反饋均衡器（DFE）前饋和反饋階數及權系數初值，提高了均衡魯棒性和收斂速度.進一步，針對水聲信道的時變、空變衰落特點，采用空域分集接收.在不影響通信數據率的前提下，提高了系統魯棒性.

1 判決反饋均衡器技術

判決反饋均衡器是非線性的，由一個前饋橫向濾波器和一個反饋橫向濾波器組成，反饋橫向濾波器已前達符號的判決序列作為其輸入.從功能上講，通過反饋濾波器從當前估計值中除去了前達碼元的干擾，適用于復雜的水聲信道環境.但水聲信道是一個雙擴展信道，不僅具有多途效應，還有多普勒時變效應.為此，Stojanovic［3］提出了內嵌數字鎖相環的判決反饋均衡結構，如圖1所示.

圖1 內嵌數字鎖相環的判決反饋均衡器結構框圖Fig.1 The structure diagram of decision feedback equalization with digital phase－locked loop

在采用最小二乘（LMS）算法時，前饋濾波器權值更新為

反饋濾波器的權值更新式為

對均方誤差求導得

令ψ（n）＝Im｛p′（n）e－j＾θ（n）e＊（n）｝，由下式迭代得到對載波相位差的估計值

式中，K1為載波相位的更新步長.為增強載波跟蹤能力，可進一步采用二階鎖相環，對應的載波相位迭代公式為

多途傳播造成的頻率選擇性衰落（隨時間、空間變化）是高速相干水聲通信的一大難題，單通道處理往往有所不足［4］.多通道判決反饋均衡器如圖2所示.利用了水聲信道的空變特性，對抗時、空變衰落，提高通信的魯棒性.但該技術存在對均衡器階數、權系數初值）以及迭代步長敏感的缺點.因此，我們對低信噪比下精確的信道估計技術進行了研究，以信道估計結果設計均衡器前饋、反饋階數和均衡器初值，提高了系統魯棒性.

2 DAMP

研究中采用DAMP，將信道估計結果變換后作為權值的初值［5］.為提高信道估計的準確性，采用循環前綴技術（cyclic prefix，CP），信號結構如圖3.信道估計信號連續發送2次，以利于信道估計.其中CP的作用是使信道由線性卷積轉化為循環卷積，以利用于頻域處理，對信道變化進行跟蹤.

去CP后，信道估計段接收信號表示為

圖2 多通道判決反饋均衡器結構圖Fig.2 The structure diagram of multi channel decision feedback equalization

圖3 發送信號幀結構Fig.3 The structure of sending signal frame

由于h本身具有稀疏性，該問題可采用匹配跟蹤（MP）和最優化方法求解.研究中基于MP思想，我們提出了一種低復雜度的DAMP稀疏信道估計算法.利用估計結果，即可對均衡器階數、初始權值和迭代步長進行最優設計，提高收斂速度，降低均衡器復雜度.

3 實驗結果

在廈門港10km距離高速水聲通信實驗.實驗位置處于廈門港航道中，接收端相對發送端更靠近大陸（島嶼）.該海域水深在18m左右，最深可達20m.具體實驗環境見表1.

同時，信號采用四相相移鍵控信號（QPSK）的調制方式，其參數見表2.

圖4為廈門港區典型信道估計結果.廈門港區水深接近20m，其多途達到時間集中，且存在與主徑能量接近的多途信號.圖4（b）中紅色部分能量最高，藍色最低.

圖5給出單通道接收（對應表3第4路數據）和多通道接收（對應表3第1路數據）的均衡器均方誤差收斂曲線.圖6為單輸入單輸出系統（SISO）和單輸入多輸出系統（SIMO）信號均衡器輸出星座圖，圖7為SISO和SIMO信號處理后的接收端恢復的圖片.

表1 廈門港區海試實驗環境Tab.1 The ocean experimental environment in Xiamen Harbor

表2 實驗參數Tab.2 The experimental parameters

圖4 廈門港區典型信道結構Fig.4 The typical channel structure in Xiamen

對比圖5（a）和（b）可以看出，SISO 下，信號的均方誤差收斂速度較慢，而SIMO下，信號收斂速度明顯快很多，SIMO下有較好的魯棒性.對比圖6（a）和（b）可以看出，SISO下，均衡器輸出信噪比已經有較為不錯的結果，尤其是第2幀數據，該路數據誤碼率為1.46%（見表3）.而SIMO下，可以看出其均衡器輸出信噪比有進一步提高，誤碼率趨近于0.可見SISO接收在低信噪比下采用本文方法仍然可以收斂，達到1.46%的誤碼率.但也反映出SISO易受信道時變、空變的影響，魯棒性差.而采用SIMO接收，即便部分通道性能較差，但通信的魯棒性顯著提高.

圖5 均方誤差收斂曲線Fig.5 Mean square error convergence curve

圖6 星座圖Fig.6 Constellation diagram

圖7 恢復圖片Fig.7 The recovered pictures

表3詳細給出了實驗結果，其中，第4路處理后誤碼率相對較大，故在多通道時主要針對這組數據.表中未寫出的其他路數據組合的多通道（2個通道和3個通道）處理后，誤碼率均降低到10－4數量級以下.

給出海試處理結論：1）SISO下，當信道比較簡單，信噪比較高時，可以達到0誤碼率，而當信道相對比較復雜，信噪比較低時，其誤碼率較大；2）SIMO下，通道數較多或單通道處理時結果較好時，其誤碼率可以有效降低，其中，實驗5誤碼率降低到0.04%以下，而其他組實驗誤碼率均降到10－4數量級；3）對比SISO、SIMO可以看出，SIMO有更高的魯棒性，且通道數足夠多的情況下，其誤碼率可以降低到10－4數量級以下.

表3 實驗結果誤碼率Tab.3 The experimental result of SNR

4 結 論

論文針對水聲信道的稀疏特點，采用復雜度較低的DAMP估計信道，在此基礎上設定DFE前饋和反饋階數及權系數初值，提高了均衡魯棒性和收斂速度.進一步，針對水聲信道的時變、空變衰落特點，采用空域分集接收.在不影響通信數據率的前提下，提高了通信魯棒性.進行了多次海上實驗，表明：在廈門港10 km距離，接收信噪比均值約為6dB的環境下，4kbit／s通信數據誤碼率均小于2%，傳輸圖片清晰.結合多通道處理，在通道數足夠多的情況下，其誤碼率可以降低到10－4數量級以下.

［1］夏夢露.淺水起伏環境中模型－數據結合水聲信道均衡技術［D］.杭州：浙江大學，2012.

［2］Xia M L，Xu W，Sun F，et al.Experimental studies of time－reversal underwater acoustic communications［C］∥Proc OCEANS 2009.Bremen，Germany：IEEE，2009：1－5.

［3］Song H C，Roux P，Hodgkiss W S，et al.Multiple－inputmultiple－output coherent time reversal communications in a shallow water acoustic channel［J］.IEEE Journal of O－ceanic Engineering，2006，31（1）：170－178.

［4］Yang T C.Correlation－based decision feedback equalizer for underwater acoustic communications［J］.IEEE Journal of Oceanic Engineering，2005，30（4）：865－880.

［5］房棟，李宇，尹力，等.水聲通信中一種聯合同步均衡的實現方法［J］.聲學技術，2008，27（5）：418－419.