自動分配負載的智能開關電源設計

艾學忠，金炳濤，喬元靜

(1．吉林化工學院信息與控制工程學院，吉林吉林132022;2．吉林綽豐柳機內燃機有限公司采購部，吉林吉林132021)

在現代通信和自動控制領域，經常會用到直流供電電源．隨著系統設備的增加，要求供電功率也越來越大，單臺電源很難滿足供電要求，解決這一問題的辦法有兩個．一是規劃系統功能模塊，分別供電，優點是模塊之間供電互不相關，出故障后可以單獨處理．缺點是設備功率能力冗余大，投入成本高，耗能大，浪費資源，擴容需要更換設備．二是集中統一供電，電源之間協調工作，負載自動分配．優點是能耗低、節省資源，可以按照系統供電量的大小，在原有設計方案基礎上擴容．隨著供電智能化技術的發展，第二種方案應用越來越多．本文針對電源負載自動分配控制技術進行研究，設計了可用于通信和自控系統等場合的智能開關電源．

1 系統方案

開關電源模塊設計方案如圖1所示，使用C8051F410片上系統作為智能電源的控制核心，功率輸出電路采用SG3524構成推挽式功率變換器，由HCPL7840線性光耦和OPA2335設計成隔離式電流檢測電路，RS485接口電路實現電源模塊之間的數據交換，LCD顯示和按鍵電路用于人機接口及設置操作．C8051F410片上系統通過調節DAC0的輸出來控制SG3524功率輸出電路，輸出電流測量電路將輸出電流采樣，并反饋至C8051F410片上系統的ADC0，使輸出穩定在8 V，LCD顯示電路與按鍵接口電路為人機交互界面，RS485接口電路作為電源模塊之間數據傳輸通道．通過軟件計算調控輸出電壓并自動分配每個電源模塊上的負載．

圖1 智能開關電源原理框圖

2 理論分析與計算

2．1 雙激式開關電源變壓器初級線圈N1匝數的計算

雙激式開關電源變壓器初級線圈N1匝數的計算方法如式(1)所示［1-2］．式(1)中，N1為變壓器初級線圈繞組的最少匝數，S為變壓器鐵心的導磁面積(單位:cm2)，Bm為變壓器鐵心的最大磁通量(單位:Gs)，Ui為加到變壓器初級線圈N1繞組兩端的電壓(單位:V)，τ=Ton為控制開關的接通時間，簡稱脈沖寬度，或電源開關管導通時間的寬度．

2．2 推挽開關電源變壓器初次級線圈的計算

推挽開關電源變壓器初次級線圈的計算方法如式(2)所示．式(2)中，N1為變壓器初級線圈N1或N2繞組的匝數，N3為變壓器次級線圈的匝數，Uo為直流輸出電壓，Ui為直流輸入電壓，D為占空比．

3 電路的設計

3．1 C8051F410片上系統基本外圍電路

C8051F410外圍電路如圖 2 所示［3-5］．包括C8051F410片上系統工作所需要的JATG接口、電源退耦、基準濾波、上電復位、按鍵接口和LCD接口等基本外圍電路．C8051F410片上系統經DAC0模塊輸出電流信號，作為SG3524功率輸出電路的控制信號使用．控制電路還要通過C8051F410片上系統的ADC0檢測電流輸出值．按鍵和LCD實現人機接口．

圖2 C8051F410片上系統基本外圍電路

3．2 SG3524 DC-DC功率輸出電路

DC－DC功率輸出電路如圖 3所示［6］．SG3524是功率輸出電路的核心，通過脈寬調制信號控制功率轉換電路的開關功率管．管腳6和7對地分別接有2．2 K電阻和0．01 uF電容，由此確定振蕩器頻率大約為47 KHZ，當芯片為推挽輸出時，輸出脈沖的占空比為0% ～45%，脈沖頻率為振蕩器頻率的二分之一．電阻R14、C8決定電源的工作頻率，如式(3)所示．

R9和R10電阻提供取樣電壓經管腳2引入誤差放大器的同相端，反相端連接單片機的控制電壓．4腳和5腳引入過流保護采樣電阻，其阻值決定輸出電源極限電流值．管腳9對地接有電容(C22)和電阻(R20)，以實現頻率補償．管腳11和14分別經開關二極管D3和D2與外接功率開關管 Q3、Q4柵極相連．電阻 R19、R13和 Q3、Q4 構成場效應管IRF540的柵極快速關斷控制電路，以提高對功率開關管的驅動速度．

開關變壓器副邊接至肖特基整流管MBR2045，MBR2045為雙肖特基二極管，反向耐壓值為45 V，正向通過最大電流可達20A，用來構成全波整流電路．另外一組副邊作為輔助電源，經LM7805穩壓后為隔離式電流檢測電路前端供電．

在開關電源電路中，工作效率主要取決于功率開關和整流器件．設計中為了提高工作效率，功率開關采用IRF540，典型導通電阻只有70 mΩ，而且采取驅動加速電路來控制功率管的導通和截止，以保證開關速度，降低開關消耗．另外，為了減少整流器件的功率消耗，整流管使用的是MBR2045肖特基二極管，在4A輸出時，壓降只有0．3 V，能夠有效提高電源效率．

圖3 SG3524DC-DC功率輸出電路

3．3 輸出電流檢測電路

輸出電流檢測電路如圖4所示，由于設計的電源輸入與輸出隔離，因此在輸出電流檢測電路中選用帶有8倍放大功能的線性光耦芯片HCPL7840．HCPL7840的2腳與3腳分別接到輸出電流采樣電阻的兩端，差動輸出VOUT+(7腳)與VOUT－(6腳)腳分別接至3倍放大的差動放大電路的輸入端，放大后的電壓送至C8051F410片上系統的ADC0．電流采樣電阻為R16(圖4中的RS)，當輸出電流為I時，則輸出電流檢測電路輸出電壓ADC0計算過程如式(4)、(5)、(6)所示:

圖4 輸出電流檢測電路

4 實驗測試與分析

4．1 測試方法

實驗制作的兩個開關電源模塊輸出均為8 V、額定功率16 W，按照圖5連接測試電路，得到表1測試數據．

圖5 兩個電源模塊構成并聯供電系統測試圖

表1 兩個模塊按I1 I2=1 1模式自動分配電流

4．2 數據分析

(1)輸出電流分配誤差

輸出電流分配誤差產生原因有兩個:①采樣電阻在大電流輸出時會導致發熱，造成采樣電阻溫漂，引起電流采樣電路測量誤差;②控制過程的超調量沒有完全消除，控制余差會造成輸出電流分配誤差．

(2)輸出電壓誤差

①電壓反饋控制電路的溫漂會造成輸出電壓測量電路產生誤差，導致控制輸出誤差;②在大電流輸出時，導線壓降也會引起輸出到負載上的電壓下降．

從表1可看出，負載從空載到4．0A輸出時，電源輸出電壓Uo在8．01～8．08 V之間變化，并能按照設置的比例進行電流分配．在輸出功率32 W時，電源效率能夠達到70．2%．具有負載短路保護及自動恢復功能，保護閾值電流為4．5A．

5 結 論

［1］ 普萊斯曼．開關電源設計［M］．2版．北京:電子工業出版社．2005．

［2］ MANIKTALA S．精通開關電源設計［M］．北京:人民郵電出版社，2008．

［3］ 艾學忠，紀慧超，張玉良．基于C8051 F410片上系統的逆變電源設計［J］．化工自動化及儀表．2010，37(8):63-65．

［4］ 潘琢金(譯)．C8051F410/1/2/3混合信號ISP FLASH微控制器數據手冊［K/OL］．新華龍電子有限公司．2006．

［5］ 艾學忠，金炳濤．具有安全監管的鋰電池礦燈智能充電技術的研究［J］．化工自動化及儀表，2010，37(2):100-101．

［6］ 翟玉文，艾學忠．電子設計與實踐［M］．北京:中國電力出版社，2005．