開關(guān)耦合電感準(zhǔn)Z 源逆變器

周玉斐 黃文新 趙健伍 趙 萍

（1.南京航空航天大學(xué)雷達(dá)成像與微波光子技術(shù)教育部重點(diǎn)實驗室 南京 210016 2.南京航空航天大學(xué)江蘇省新能源發(fā)電與電能變換重點(diǎn)實驗室 南京 210016）

1 引言

傳統(tǒng)的電壓源逆變器（Voltage-Source Inverter,VSI）是降壓型變換器，在輸入電壓較低和變化范圍較大的場合，如新能源發(fā)電系統(tǒng)，通常需要在其前級加入DC-DC 升壓電路[1-3]，將直流電壓升到足夠大的值，以輸出穩(wěn)定的交流電壓。然而，當(dāng)要求升壓比很高時，升壓變換器的占空比就會接近極限。對于Boost 變換器而言，過大的占空比還會惡化二極管的反向恢復(fù)問題，增加開關(guān)管的開關(guān)損耗，降低效率，并引起器件電壓應(yīng)力的增加和產(chǎn)生電磁干擾。另一方面，傳統(tǒng)電壓源逆變器不允許同一橋臂的開關(guān)管出現(xiàn)直通，以防止開關(guān)管由于過流而損壞。通過設(shè)置死區(qū)時間的方法可以避免橋臂的直通問題，但是該方法會引起輸出諧波電壓的增大。通常可以使用死區(qū)補(bǔ)償?shù)姆椒╗4,5]進(jìn)行改善，但其效果有限，且增加了控制的復(fù)雜性。

Z 源逆變器（Z-Source Inverter,ZSI）[6]克服了常規(guī)電壓源逆變器的上述不足，它通過將橋臂直通作為一種正常的工作模式，并控制其作用時間，實現(xiàn)單級升/降壓變換，從本質(zhì)上提高了整機(jī)的可靠性且避免了輸出電壓波形的畸變。基于上述優(yōu)點(diǎn)，Z源逆變器被廣泛應(yīng)用于新能源發(fā)電系統(tǒng)中[7]。然而，傳統(tǒng)的Z 源逆變器同時也具有一些缺陷:升壓模式下輸入電流斷續(xù)；電容電壓應(yīng)力大。文獻(xiàn)[11]針對以上缺陷，提出了準(zhǔn) Z 源逆變器（quasi-Z-Source Inverter，qZSI）。但其仍只是通過控制橋臂直通時間來調(diào)節(jié)母線電壓，其升壓能力受到調(diào)制比的限制。

最近的研究在針對提升升壓能力上也取得了一些成果[12]。文獻(xiàn)[12]通過引入耦合電感達(dá)到提升電壓的目的，可調(diào)節(jié)的變量為耦合電感的匝比和直通占空比。文獻(xiàn)[13]將帶耦合電感的Z 源網(wǎng)絡(luò)進(jìn)行改進(jìn)，簡化其拓?fù)洹５陨蟽煞N電路的漏感能量無釋放通路，會在母線電壓上造成較大的尖峰。文獻(xiàn)[14]在傳統(tǒng)Z 源逆變器和準(zhǔn)Z 源逆變器中引入了開關(guān)電感單元，大幅度提升了母線電壓。文獻(xiàn)[14]通過增加LCD 無源器件提高升壓能力，但電路稍顯復(fù)雜。

本文在準(zhǔn)Z 源網(wǎng)絡(luò)的基礎(chǔ)上，提出了一種開關(guān)耦合電感準(zhǔn)Z 源逆變器（Switched Coupled Inductor quasi-Z-Source Inverter，SCI-qZSI）拓?fù)洹Ｋ鼘鹘y(tǒng)電壓源型準(zhǔn)Z 源逆變器的一個電感用一個開關(guān)耦合電感升壓網(wǎng)絡(luò)替代，通過合理設(shè)計耦合電感和控制逆變橋臂的直通時間可以將母線電壓升到較高的值。與傳統(tǒng)的電壓源型準(zhǔn)Z 源逆變器拓?fù)湎啾龋蠲黠@的特點(diǎn)是在相同直通零矢量條件下，升壓比得到了大幅度的提高。

本文首先回顧了傳統(tǒng)的電壓源型準(zhǔn)Z 源逆變器和開關(guān)耦合電感 Z 源逆變器，然后分析了提出的SCI-qZSI 的穩(wěn)態(tài)工作原理、升壓特性、控制策略和器件的電壓應(yīng)力等，最后用實驗結(jié)果驗證了SCI-qZSI 的實際性能。

2 Z 源逆變器拓?fù)浣榻B

2.1 傳統(tǒng)Z 源逆變器

圖1a 為傳統(tǒng)電壓源型Z 源逆變器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。它是在三相逆變橋與輸入電源間增加一個無源網(wǎng)絡(luò)得到的。無源網(wǎng)絡(luò)中包含對稱的電感L1、L2和電容C1、C2。

與傳統(tǒng)電壓源型逆變器不同，電壓源型Z 源逆變器（見圖1a）具有九種開關(guān)矢量狀態(tài)，額外的開關(guān)矢量狀態(tài)發(fā)生在負(fù)載端被同一橋臂的開關(guān)管短路的時候，稱為“直通零電壓矢量”。直通零電壓矢量狀態(tài)在常規(guī)的電壓源逆變器中是被禁止的，因為會造成輸入電源的短路，而Z 源逆變器正是利用了該直通零矢量來實現(xiàn)其升壓逆變功能。但Z 源逆變器母線負(fù)極與輸入側(cè)不共地和輸入電流斷續(xù)的特點(diǎn)使其在某些應(yīng)用場合受到了限制。

傳統(tǒng)的準(zhǔn) Z 源逆變器能夠克服以上提到的不足。圖1b 和圖1c 為傳統(tǒng)準(zhǔn)Z 源逆變器的兩種拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，分為輸入電流連續(xù)和輸入電流斷續(xù)，其母線負(fù)極與輸入側(cè)共地，而且電容電壓應(yīng)力更小。無源網(wǎng)絡(luò)中同樣包含對稱的電感L1、L2和電容C1、C2。

圖1 Z 源逆變器及準(zhǔn)Z 源逆變器Fig.1 Z-source inverter and quasi-Z-source inverter

電壓源型準(zhǔn)Z 源逆變器母線電壓幅值b?v 與直通占空比D0的關(guān)系和傳統(tǒng)Z 源逆變器相同，可表示為

式中，B 為升壓比；Vi為輸入直流電壓。

2.2 開關(guān)耦合電感Z 源逆變器

開關(guān)耦合電感Z 源逆變器[17]（Switched Coupled Inductor Z-Source Inverter，SCI-ZSI）將傳統(tǒng)Z 源逆變器正極性一側(cè)的電感用一個包括耦合電感的升壓網(wǎng)絡(luò)代替，如圖2 所示。它利用模態(tài)變化時，耦合電感繞組電動勢的變化及二極管通斷的改變，將在直通期間存儲在耦合電感中的能量輸送出去，并提升母線電壓。

圖2 開關(guān)耦合電感Z 源逆變器Fig.2 Switched coupled inductor Z-source inverter

要達(dá)到期望的升壓比，漏感應(yīng)盡可能小。當(dāng)耦合系數(shù)k=1 時，SCL-ZSI 的升壓比可以表示為

相對于傳統(tǒng)ZSI，SCL-ZSI 的升壓能力得到了提升，但仍存在一些不足:①母線負(fù)極與輸入電源不共地；②輸入電流斷續(xù)，對于需要電流連續(xù)的場合，需要在變換器前加入LC 儲能單元。

3 開關(guān)耦合電感準(zhǔn)Z 源逆變器

圖3 為在傳統(tǒng)的電壓源型準(zhǔn)Z 源逆變器基礎(chǔ)上提出的開關(guān)耦合電感準(zhǔn)Z 源逆變器拓?fù)洹Ｋ菍鹘y(tǒng)電壓源型準(zhǔn)Z 源逆變器的一個電感用開關(guān)耦合電感升壓網(wǎng)絡(luò)代替得到的。它包括輸入電流連續(xù)和輸入電流斷續(xù)兩種。開關(guān)耦合電感準(zhǔn)Z 源逆變器繼承了傳統(tǒng)準(zhǔn)Z 源逆變器的優(yōu)點(diǎn)，并提高了升壓能力。由于圖3a 所示拓?fù)湎啾扔趫D3b 更具有優(yōu)勢，以下分析均以輸入電流連續(xù)的開關(guān)耦合電感準(zhǔn)Z 源逆變器為例。

圖3 開關(guān)耦合電感準(zhǔn)Z 源逆變器Fig.3 Switched coupled inductor quasi-Z-source inverter

將圖3 中的耦合電感等效為圖4 中的理想變壓器、勵磁電感Lm和漏感Lk。由于設(shè)漏感只出現(xiàn)在一次，理想變壓器的匝比N 和耦合系數(shù)k[18]可表示為

式中，Np和Ns分別為耦合電感一次、二次繞組的匝數(shù)。

3.1 穩(wěn)態(tài)工作原理

以輸入電流連續(xù)的SCL-qZSI 為例說明電路的工作模式。如圖4 所示，根據(jù)耦合電感二次電流是否連續(xù)，該電路可以分為運(yùn)行在連續(xù)導(dǎo)通模式（CCM）和斷續(xù)導(dǎo)通模式（DCM）。連續(xù)導(dǎo)通模式包括模態(tài)Ⅰ～模態(tài)Ⅲ，電流時序如圖5a 所示，斷續(xù)導(dǎo)通模式包括模態(tài)Ⅰ～模態(tài)Ⅳ，電流時序如圖 5b所示。設(shè)升壓網(wǎng)絡(luò)的工作周期為直通周期Tsh[6]，在簡單升壓控制下，Tsh為開關(guān)周期的一半。假設(shè)電容C1、C2的容值較大，則在一個直通周期內(nèi)電容電壓可視為恒定。

圖4 開關(guān)耦合電感準(zhǔn)Z 源逆變器的運(yùn)行模式Fig.4 Operation modes of SCL-qZSI

圖5 兩種運(yùn)行模式下的波形時序Fig.5 The sequence chart under both CCM and DCM

3.1.1 連續(xù)導(dǎo)通模式（CCM）

模態(tài)Ⅰ[t0-t1]:直通零矢量狀態(tài)期間，母線電壓vb經(jīng)由逆變橋短路，如圖4a 所示。在此期間，耦合電感一二次電壓均為左“+”右“–”，且vs=NvLm=Nk2vC1（N＞1），二極管VD2截止。電容C1通過勵磁電感Lm放電，勵磁電感電流從最小值開始線性增加，二極管VD3導(dǎo)通。同時，電容C2通過直通的橋臂與輸入直流源Vi給電感L 線性充電，vL=vC2+Vi。此外，由于vC1＞–vC2，二極管VD1截止。

模態(tài)Ⅱ:傳統(tǒng)零矢量狀態(tài)期間，逆變橋開路。電感L 與Vi串聯(lián)給電容C1充電，vL=vC1–Vi。

[t1-t2]:如圖4b 所示，起始時刻，一次電動勢極性變化，二極管VD1、VD3導(dǎo)通，漏感和電容C2諧振。

[t2-t3]:如圖4c 所示，諧振電流降到零后，勵磁電感電流反射到二次，二次電動勢極性變化且快速上升。二次電動勢上升到大于一次電動勢，二極管VD2導(dǎo)通，VD3截止，二次繞組給電容C2充電，vC2=vs，二次電流線性下降。

模態(tài)Ⅲ[t3-t4]:圖4d 所示的有效矢量狀態(tài)下，逆變橋等效為一個電流源，二次繞組Ns與輸入直流源Vi串聯(lián)供電給負(fù)載，二次電流繼續(xù)下降。此外，電感L 與輸入直流源Vi串聯(lián)繼續(xù)給電容C1充電，vL=vC1-Vi。以逆變橋下端為參考的母線電壓 vb=vC1+vC2，逆變橋直流母線電壓得到提升。

t4時刻標(biāo)志著CCM 模式下，一個直通周期的結(jié)束，之后電路會從下一個直通周期開始運(yùn)行。

3.1.2 斷續(xù)導(dǎo)通模式（DCM）

模態(tài)Ⅳ[t4-t5]:如圖4e 所示的斷續(xù)導(dǎo)通模式發(fā)生在耦合電感二次繞組的電流下降到零之后。在此期間，二極管VD2過零截止，開關(guān)耦合電感網(wǎng)絡(luò)不工作。輸入直流源Vi通過電容C2支路給負(fù)載供電。電感L 與輸入直流源Vi串聯(lián)繼續(xù)給電容C1充電。

由于模態(tài)Ⅳ中供給負(fù)載的能量需由電容C2提供，電流斷續(xù)持續(xù)的時間越長，C2的容值就需要越大以維持輸出電壓恒定。所以通常不希望出現(xiàn)DCM 模式，以下分析均建立在假設(shè)電路運(yùn)行于CCM 模式。

3.2 升壓特性分析

在一個直通周期Tsh內(nèi)，逆變橋工作于直通零矢量狀態(tài)期間，即T0時間，勵磁電感兩端的電壓可表達(dá)為

定義一個直通周期Tsh中，漏感電流下降到零的時間為T1=D1Tsh，勵磁電感兩端的電壓可表達(dá)為

二次繞組與Vi串聯(lián)給負(fù)載供電，同時繼續(xù)維持電容C2電壓的時間為T2=(1–D0–D1)Tsh，勵磁電感兩端的電壓可表達(dá)為

T0、T1+T2時間內(nèi)電感L 兩端電壓如“穩(wěn)態(tài)工作原理”中模態(tài)分析所述。根據(jù)伏秒平衡，得到穩(wěn)態(tài)時，一個直通周期Tsh內(nèi)耦合電感的勵磁電感Lm和電感L 兩端的平均電壓可表達(dá)為

結(jié)合以上兩式，得到VC1和VC2的表達(dá)式為

根據(jù)模態(tài)分析得到母線電壓峰值表達(dá)式為

其中，占空比D1由漏感決定。可以看出，升壓比同時與直通占空比D0和耦合電感參數(shù)N 和k 有關(guān)，對于相同的D0，N 越大或k 越接近1，升壓比越高。因此希望漏感設(shè)計得足夠小，以滿足升壓要求。假設(shè)k=1 和D1=0，式（13）可簡化為

3.3 SCL-qZSI 的控制策略

運(yùn)用于傳統(tǒng)Z 源逆變器的三種常用控制方法:簡單升壓控制[6]、最大電壓增益控制和恒定最大增益控制[21]，也可運(yùn)用于提出的開關(guān)耦合電感準(zhǔn)Z 源逆變器。簡單升壓控制的時序圖如圖6 所示。

圖6 簡單升壓控制時序圖Fig.6 Sketch map of simple boost control

從圖6 看出，在簡單升壓控制下，直通占空比D0被限制在1-m。設(shè)耦合系數(shù)k=1，整個逆變器的電壓增益G 為

式中，m 為逆變器的調(diào)制比。

輸出相電壓峰值可以表示為

圖7 為k=1，N=1、N=3、N=5 時，電壓增益G 和直通占空比D0的關(guān)系曲線。可以看出，匝比N＞1 時，采用相同的調(diào)制比，SCL-qZSI 的電壓增益比qZSI 更高，且隨著匝比的增大而增大。

圖7 電壓增益G 和調(diào)制比m 的關(guān)系曲線（k=1）Fig.7 Relation curve of voltage gain G v.s.modulation ratio m (k=1)

3.4 應(yīng)力分析與比較

阻抗網(wǎng)絡(luò)的應(yīng)力隨著不同控制方式和負(fù)載狀況的變化而變化。為了比較 SCL-qZSI、SCL-ZSI 和qZSI 的應(yīng)力，將阻抗源逆變器進(jìn)行簡化，如圖8 所示。用S1、S2的通斷表示三種電壓矢量，交流側(cè)電路用一個等效的直流負(fù)載表示[22]。Vi、Ii為穩(wěn)態(tài)時輸入平均電壓和電流，vo、io為輸出瞬時負(fù)載電壓和電流。

圖8 阻抗源逆變器的簡化等效電路Fig.8 Simplified equivalent circuit of impedance-type power inverter

下表為在相同直通占空比和母線電壓下，三種拓?fù)洌⊿CL-qZSI、SCL-ZSI 和qZSI）主要器件的電壓電流應(yīng)力的比較。可以看出，與qZSI 相比，為了得到較高的升壓性能，SCL-qZSI 付出的代價是電容C2應(yīng)力的增大和器件的增加，但電容C1電壓應(yīng)力減小。但是在電容的電壓應(yīng)力不是一個大的障礙，又更希望得到大的電壓增益的場合，SCL-qZSI 具有它的優(yōu)越性。

表 D0和vb相同時，電壓電流應(yīng)力的比較Tab. Voltage and current stresses in the same D0and vb

當(dāng)母線電壓幅值b?v 恒定，將表中電容電壓和母線電壓幅值的比用曲線表示，如圖9 所示。其中qZSI的電容C1和SCL-ZSI 的電容C2電壓應(yīng)力最大，SCL-qZSI 和SCL-ZSI 的電容C1電壓應(yīng)力相同，且隨著匝比N 增大而減小。SCL-qZSI 的電容C2電壓應(yīng)力隨著匝比N 增大而增大，N≤5 且D0≤0.3 時，小于SCL-ZSI 的電容C2。

圖9 電容電壓應(yīng)力與母線電壓幅值的比Fig.9 Relation curve of capacitor voltage stresses v.s.bus voltage amplitude

表中橋臂開關(guān)管和二極管VD1的電壓應(yīng)力等于母線電壓，在母線電壓一定時，不受電路和控制參數(shù)的影響。圖10 為設(shè)耦合系數(shù)k=1 時，相同母線電壓下，電容C1、C2和二極管VD2、VD3電壓應(yīng)力隨D0和N 變化曲線。可以看出，N 一定時，電容C1和二極管VD2電壓應(yīng)力與直通占空比D0成反比，而電容C2和二極管VD3電壓應(yīng)力與直通占空比D0成正比，但總是小于母線電壓幅值；直通占空比D0一定時，電容C1電壓應(yīng)力與N 成反比，電容C2、二極管VD2、VD3電壓應(yīng)力與N 成正比。實際當(dāng)k<1時，漏感的能量將造成瞬時電壓尖峰，會瞬時增加電容和二極管的電壓應(yīng)力。因此耦合系數(shù)應(yīng)盡量接近1，且匝比不能設(shè)計的過大使二極管VD2電壓應(yīng)力超過極限。

圖10 電容和二極管的電壓應(yīng)力與D0和N 的關(guān)系曲線Fig.10 Relation curve of voltage stress v.s.D0and N when bus voltage is constant

4 實驗驗證

采用簡單升壓控制方式，設(shè)計了一臺SCL-qZSI原理樣機(jī)，參數(shù)為:耦合電感一次繞組Lp=200μH，二次繞組Ls=4.95mH，耦合系數(shù)k=0.96，匝比N=5，耦合電感工作在CCM 模式，電容C1=C2=100μF，電感L=1.3mH，輸入直流電壓Vi=90V，輸出交流相電壓有效值vo=110V，額定功率Po=600V·A。耦合電感和電感L 均采用鐵氧體材料，耦合電感用兩副EE70 型號磁心并聯(lián)，電感L 用一副EE70 型號磁心。三相橋開關(guān)管采用智能功率模塊（IPM）PM75CL1A060。如圖11 所示，由DSP 發(fā)出直通信號，在CPLD 中經(jīng)過邏輯運(yùn)算得到可靠的直通，再和常規(guī)驅(qū)動三相橋臂的信號相“或”，得到的輸出給開關(guān)管的驅(qū)動信號再經(jīng)過光耦等驅(qū)動電路最終輸出給IPM。圖12 為SCL-qZSI 在直通占空比D0=0.22，調(diào)制比m=0.78 下的實驗波形。其中，Vi為輸入直流電壓，vb為母線電壓，vo為輸出相電壓，io為輸出相電流，vg為開關(guān)管驅(qū)動電壓，低電平有效，vce為開關(guān)管漏源極電壓，ib為母線電流，VC1和VC2分別為電容C1、C2電壓，vL為輸入側(cè)電感電壓，iL為輸入側(cè)電流。從圖12a 可以看到SCL-qZSI將輸入電壓由90V 提升到了380V 左右，逆變輸出的交流相電壓幅值約為156V，因此SCL-qZSI 較好地實現(xiàn)了高增益單級升壓逆變的功能。同樣采用簡單升壓控制，傳統(tǒng)準(zhǔn) Z 源逆變器在直通占空比D0=0.22 的情況下，輸入直流電壓為90V 時，能夠逆變得到的最大交流相電壓幅值近似為63V，可見本文提出的升壓逆變器和傳統(tǒng)Z 源逆變器相比具有較高的升壓比。圖12b 中橋臂開關(guān)管電壓應(yīng)力等于母線電壓值，母線電流峰值較高，約50A。圖12c 中VC1=170V，VC2=220V，電容電壓應(yīng)力符合上述分析，圖12d 中的輸入電感電流連續(xù)，約為8.5A。

圖11 驅(qū)動電路示意圖Fig.11 Driving circuit diagram

圖12 采用簡單升壓控制時的實驗波形Fig.12 Experimental results under simple boost control

5 結(jié)論

本文提出的開關(guān)耦合電感準(zhǔn)Z 源逆變器是在傳統(tǒng)的準(zhǔn)Z 源逆變器基礎(chǔ)上提出的，具有以下特點(diǎn):

（1）通過合理設(shè)計耦合電感和控制逆變橋臂的直通時間可以將母線電壓提升到較高的值，提高了逆變器的升壓能力。

（2）繼承了阻抗型逆變器利用橋臂直通時間實現(xiàn)升壓變換的特點(diǎn)，在任何情況下都不會因橋臂直通而導(dǎo)致輸入電源短路，提高了整機(jī)的可靠性；另一方面，也不存在傳統(tǒng)逆變器由于加入死區(qū)而引起的輸出電壓波形的畸變。

（3）漏感的大小會影響變換器的效率和性能，因此不容忽視。較大的漏感，會惡化器件的電壓應(yīng)力、引起電磁干擾，并降低升壓能力和變換器效率等。由于該耦合電感的特性類似于反激變換器的變壓器，因此該耦合電感必須設(shè)計為緊耦合，且適用于中小功率的場合。

（4）同qZSI 相比，SCL-qZSI 拓?fù)涞纳龎罕让黠@提升且電容C1電壓應(yīng)力降低。同ZSI、SCL-ZSI相比，逆變橋負(fù)極與輸入電源共地，且輸入電流連續(xù)，特別適用于新能源發(fā)電的應(yīng)用場合。

[1]羅全明,閆歡,孫明坤,等.基于拓?fù)浣M合的高增益 Boost 變換器[J].電工技術(shù)學(xué)報,2012,27(6):96-102.Lu Quanming,Yan Huan,Sun Mingkun,et al.High step-up Boost converter based on topology combination[J].Transactions of China Electrotechnical Society,2012,27(6):96-102.

[2]Wai Rongjong,Wang Wenhung,Lin Chungyou.High-per-formance stand-alone photovoltaic generation system[J].IEEE Transactions on Industrial Electronics,2008,55(1):240-250.

[3]Yang Bo,Zhao Yi,He Xiangning,et al.Design and analysis of a grid-connected photovoltaic power system[J].IEEE Transactions on Power Electronics,2010,25(4):992-1000.

[4]吳茂剛,趙榮祥,湯新舟.正弦和空間矢量PWM 逆變器死區(qū)效應(yīng)分析與補(bǔ)償[J].中國電機(jī)工程學(xué)報,2006,26(12):101-105.Wu Maogang,Zhao Rongxiang,Tang Xinzhou.Dead-time effects analysis and compensation of SPWM and SVPWM inverter[J].Proceeding of the CSEE,2006,26(12):101-105.

[5]Seon Hwan Hwang,Jang Mok Kim.Dead time compensation method for voltage-fed PWM inverter[J].Transactions on Energy Conversion,2010,25(1):1-10.

[6]Peng F Z.Z-source inverter[J].IEEE Transactions on Industrial Applications,2003,39(2):504-510.

[7]Huang Yi,Shen Miaosen,Peng F Z,et al.Z-source inverter for residential photovoltaic systems[J].IEEE Transactions on Power Electronics,2006,21(6):1776-1782.

[8]Supatti U,Peng F Z.Z-source inverter based wind power generation system[C].IEEE International Conference on Sustainable Energy Technologies,Singapore,2008.

[9]Chen Z,Spooner E.Grid power quality with variable speed wind turbines[J].IEEE Transactions on Energy Conversion,2001,16:148-154.

[10]Fang Zheng Peng,Miaosen Shen,Kent Holland.Application of Z-source inverter for traction drive of fuel cell—battery hybrid electric vehicles[J].IEEE Transactions on Power Electronics,2007,22(3):1054-1060.

[11]Anderson J,Peng F Z.A class of quasi-z-source inverters[C].IEEE Industry Applications Society Annual Meeting,2008:1-7.

[12]Strzelecki R,Adamowicz M,Strzelecka N,et al.New type T-Source inverter[C].Proceedings of Compatibility and Power Electronics Conference,2009:191-195.

[13]Wei Qian,Fang Zhengpeng,Honnyong Cha.Trans-Z-source inverters[C].Proceedings of Power Electronics Conference,2010,1874-1881.

[14]Zhu M,Yu K,Luo F L.Switched inductor Z-source inverter[J].IEEE Transactions on Power Electronics,2010,25(8):2150-2158.

[15]Nguyen M,Lim Y,Cho G.Switched-inductor quasi-Z-source inverter[J].IEEE Transactions on Power Electronics,2011,26(11):3183-3191.

[16]Gajanayake C J,Luo F L,Gooi H B,et al.Extended Boost Z-source inverters[J].IEEE Transactions on Power Electronics,2010,25(10):2642-2652.

[17]周玉斐,黃文新.一種單級升壓逆變器:中國,CN102104341A[P].

[18]Xavier Margueron,Jean-Pierre Keradec.Design of equivalent circuits and characterization strategy for n-input coupled inductors[J].IEEE Transactions on Industrial Electronics,2007,43(1):14-22.

[19]Robert W Erickson,Dragan Maksimovic,Fundamentals of Power Electronics[M].2nd ed.Netherlands:Kluwer Academic Publishers Group,2001.

[20]Fang Zheng Peng,Miaosen Shen.Maximum Boost control of the Z-source inverter[J].IEEE Transactions on Power Electronics,2005,20(4):833-838.

[21]Miaosen Shen,Jin Wang,Alan Joseph,et al.Constant Boost control of the Z-source inverter to minimize current ripple and voltage stress[J].IEEE Transactions on Industry Applications,2006,42(3):770-778.

[22]Liu J B,Hu J G,Xu L Y.Dynamic modeling and analysis of Z source converter-derivation of AC smallsignal model and design-oriented analysis[J].IEEE Transactions on Power Electronics,2007,22(5):1786-1796.