無源無損軟開關(guān)雙降壓式全橋逆變器

尹培培 洪 峰 王成華 曹沐昀

（1.南京航空航天大學(xué)計算中心 南京 211106 2.南京航空航天大學(xué)電子信息工程學(xué)院 南京 210016）

1 引言

目前，人們對電力電子裝置的效率要求不斷提高，而高頻化一直是電力電子學(xué)追求的目標(biāo)。伴隨著高頻化發(fā)展，功率器件的開關(guān)損耗成為日益突出的矛盾。軟開關(guān)技術(shù)[1,2]成為降低開關(guān)損耗，提高系統(tǒng)效率的一個重要手段。20 世紀(jì)80 年代初，以美國弗吉尼亞電力電子中心Fred C.Lee 教授[3]為代表的研究專家對DC-DC 變換器的軟開關(guān)技術(shù)作了深入地分析，先后推出了準(zhǔn)諧振變換器[4]、多諧振變換器[5]、零電壓轉(zhuǎn)換PWM 變換器[6]和零電流轉(zhuǎn)換PWM 變換器[7]等一系列軟開關(guān)電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。按照有無輔助開關(guān)器件軟開關(guān)技術(shù)可分為兩大類:有源軟開關(guān)和無源軟開關(guān)。文獻(xiàn)[8]分析了多種電路的可靠度，指出有源器件對可靠度的不利影響較大，而且有源的軟開關(guān)技術(shù)通過附加開關(guān)或改變拓?fù)涞确绞剑顧z測手段和控制策略復(fù)雜化[9-11]。而吸收電路是唯一可能以無源方式實現(xiàn)軟開關(guān)的途徑，它通過在主開關(guān)的功率回路上并聯(lián)容性支路或串聯(lián)感性元件，從而避免主管承受高電壓大電流。基于吸收電路的無源軟開關(guān)技術(shù)因不需額外的輔助開關(guān)和相應(yīng)的控制、檢測與驅(qū)動電路，附加損耗少，可靠性高，得到研究者的重視。但是直流變換器中的無源軟開關(guān)技術(shù)在DC-AC 中仍然存在難題。在傳統(tǒng)的橋式電路中，早期的耗能式吸收技術(shù)[12]已基本成熟，但消耗在吸收電阻上能量，使系統(tǒng)的功率損耗增加，效率降低，且影響逆變器開關(guān)頻率。后來提出的部分饋能式[13]和無損耗方案[14]，使用較多的附加網(wǎng)絡(luò)，不適于逆變功率器件模塊化的趨勢。

采用簡潔高效的電路拓?fù)?，是提高逆變效率的另一種途徑。近年來出現(xiàn)的雙降壓式逆變器[15-18]不同于傳統(tǒng)的橋式拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。該逆變拓?fù)渚哂袩o橋臂直通的突出特點，由于續(xù)流電流經(jīng)過專門的快恢復(fù)二極管，無體二極管反向恢復(fù)問題，降低了二極管反向恢復(fù)損耗，提高了系統(tǒng)效率[15]。雙降壓式逆變器是基于單向DC-DC 的逆變器，不存在雙向DC-DC結(jié)構(gòu)由于功率流動的方向發(fā)生改變后實現(xiàn)軟開關(guān)的條件也可能發(fā)生改變的問題，使軟開關(guān)更易實現(xiàn)。對于結(jié)構(gòu)對稱的基于雙向DC-DC 的逆變器(如全橋結(jié)構(gòu)、半橋結(jié)構(gòu)等)，雖然國內(nèi)外也提出了一些軟開關(guān)拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，但就無源軟開關(guān)技術(shù)仍存在著輔助網(wǎng)絡(luò)元件較多且復(fù)雜[19]，當(dāng)電路工作條件發(fā)生變化時軟開關(guān)條件不夠理想等問題。

將上述兩種技術(shù)思想相結(jié)合提出一種新穎的無源無損軟開關(guān)雙降壓全橋逆變器(Passive Lossless Soft-switching Dual Buck Full Bridge Inverter，PLSDBFBI)，如圖1 所示。對于單向DC-DC 結(jié)構(gòu)的雙降壓式全橋逆變器，通過利用附加的電容、電感及二極管等無源器件自身的諧振過程改善功率器件的開關(guān)狀況實現(xiàn)軟開關(guān)的功能[20,21]，簡單可靠。在電路中用LCD 網(wǎng)絡(luò)實現(xiàn)無損吸收，無電阻及附加開關(guān)等元件，無需考慮變壓器磁通復(fù)位的問題，最大限度地歸并元件，工程適用化程度及系統(tǒng)可靠性高。

圖1 無源無損軟開關(guān)雙降壓式全橋逆變器Fig.1 Passive lossless soft-switching dual buck full bridge inverter

2 無源無損軟開關(guān)雙降壓式全橋逆變器工作原理簡介

圖1 為PLSDBFBI 的電路拓?fù)鋱D。采用半周期工作模式:在輸出電流為正半周時，開關(guān)管S3導(dǎo)通，開關(guān)管S1、續(xù)流二極管VD1、濾波電感L1和濾波電容Cf構(gòu)成的Buck 電路1 工作；在輸出電流負(fù)半周時，開關(guān)管S4導(dǎo)通，開關(guān)管S2、續(xù)流二極管VD2、濾波電感L2和濾波電容Cf構(gòu)成的Buck 電路2 工作，Buck 電路1 不工作。

由于開關(guān)管S1、S2開關(guān)頻率較高，承受較高的電壓及電流且產(chǎn)生開關(guān)損耗，因此在S1、S2功率回路上附加無源器件作為吸收電路，降低開關(guān)器件的電壓及電流的峰值，限制開關(guān)損耗，避免器件損壞。

圖2 無源無損軟開關(guān)雙降壓式全橋逆變器波形Fig.2 Key waveforms of passive lossless soft-switching dual Buck full bridge inverter

電路具體工作時序如圖2 所示，吸收電路波形如圖3 所示，圖2、圖3 均由仿真得到。電路可分為2 個階段4 個模態(tài)，如圖4 所示。

圖3 吸收電路理論波形Fig.3 Key waveforms of snubber

圖4 無源無損軟開關(guān)雙降壓式全橋逆變器工作模態(tài)Fig.4 Working models of passive lossless soft-switching dual Buck full bridge inverter

t0～t1時段:輸出電壓uo和電流iL均大于零，此階段開關(guān)管S3導(dǎo)通，Buck 電路1 工作，電路包含兩個工作模態(tài)。

（1）工作模態(tài)1，如圖4a 所示。輸出電壓uo＞0，電感電流iL1＞0，電感電流iL2=0，功率開關(guān)管S4、S2截止，S3、S1導(dǎo)通，iL1線性上升。

此期間開關(guān)管S1上的電流電壓波形(t0～t02時段)如圖3 所示。電流iS1上升，電壓uS1在短時間內(nèi)快速降為零，iS1一方面向負(fù)載充電，同時給吸收電路中的串聯(lián)支路C12→L1→VD13→C11充電，此時電感L11和電容C12、C11串聯(lián)諧振，諧振角頻率為

iS1及通過L11的電流iL11按二階振蕩規(guī)律變化，諧振半周期后t01時刻iL11過零變負(fù)，VD13反偏，諧振結(jié)束。諧振期間，通過電感L11的電流為

其中

電容C12、C11上的電壓和為

當(dāng)C11=C12時，諧振結(jié)束電容C12、C11上的電壓均達(dá)到Ud，iS1也穩(wěn)定于t01時刻的電流值。

（2）工作模態(tài)2，如圖4b 所示。uo＞0，iL1＞0，iL2=0，S4、S1截止，S3導(dǎo)通，iL1從功率二極管VD1續(xù)流，線性下降。

開關(guān)管 S1關(guān)斷時電流電壓波形 (t02～t04時段)如圖3 所示。t02時刻流過S1上的電流iS1下降，C11、VD11和C12、VD12兩并聯(lián)支路可以看作經(jīng)電源Ud并聯(lián)于開關(guān)管S1，即為C11+C12的關(guān)斷吸收電路。C11、C12電壓不能突變，從而實現(xiàn)開關(guān)管S1的零電壓關(guān)斷，C11、C12開始放電，開關(guān)管S1上的電壓uS1從零上升，開關(guān)管S1上的電壓為

C11、C12繼續(xù)放電至t03時刻，uC11及 uC12降為零，uS1上升為Ud。

t1～t2時段:輸出電壓uo和電流iL由正變負(fù)，此階段開關(guān)管S4導(dǎo)通，Buck 電路1 不再工作,Buck電路2 工作，電路包含2 個工作模態(tài)。

（3）工作模態(tài)3，如圖4c 所示。輸出電壓uo＜0，電感電流iL1=0，電感電流iL2＜0，功率開關(guān)管S1、S3截止，S2、S4導(dǎo)通，iL2線性上升。

開關(guān)管S2導(dǎo)通時的電流電壓波形與開關(guān)管S1上的電流電壓類似，電源供給負(fù)載電流和C21、C22充電電流。

（4）工作模態(tài)4，如圖4d 所示。uo＜0，iL1=0，iL2＜0，S1～S3截止，S4導(dǎo)通，iL2從功率二極管VD2續(xù)流，線性下降。

開關(guān)管S2關(guān)斷時電流電壓波形與S1關(guān)斷時電流電壓類似，開關(guān)管 S2零電壓關(guān)斷，負(fù)載電流經(jīng)VD21、VD22使C21、C22放電，電容儲能傳遞給負(fù)載。

3 無源無損吸收電路參數(shù)設(shè)計

在主電路參數(shù)一定時，吸收電路的電感和電容值對電路的工作影響很大。以開關(guān)管S1的吸收電路為例，圖5 和圖6 分別為不同電容值和電感值仿真波形。

圖5 不同C 下吸收電路仿真波形Fig.5 Simulation waveforms of snubber with different capacitance

圖6 不同L 下吸收電路仿真波形Fig.6 Simulation waveforms of snubber with different inductance

從圖5 可看出，電容C11增大將使放電速度變慢，即uC11的下降變化率變小，開關(guān)功率管在關(guān)斷時電壓的上升變化率變小，從而減小了開關(guān)損耗；同時C11增大也將使開關(guān)功率管導(dǎo)通時承受的電流變大；此外，還使振蕩周期變大。

從圖6 可看出，電感L11增大將使開關(guān)功率管導(dǎo)通時承受的電流變小，振蕩周期變大。

因此，吸收電路C11、C12和L11的取值對電路工作影響很大，主要受開關(guān)功率管S1的電流承受能力及時間的限制。

吸收電路在S1導(dǎo)通期間振蕩電流峰值為

在S1導(dǎo)通后，流過S1的電流

式中，iL1為流過L 的電感電流；iL11為吸收電路振蕩電流。

流過S1的峰值電流IS1max＞IL11max,則

吸收電路C11、C12和L11的取值同時也受時間的限制。在S1開通期間為保證C11、C12均充電至Ud,則必須在開通期間完成半諧振過程，即

式中，ω0為諧振角頻率；TONmin為功率管的最小導(dǎo)通時間。

當(dāng)C11=C12時，

當(dāng)開關(guān)管S1的驅(qū)動占空比很小時，無法實現(xiàn)半諧振過程，但此時由于電感電流較小，開關(guān)管的關(guān)斷損耗也較小。實驗中開關(guān)頻率取fS=100kHz,即開關(guān)周期TS=10μs，式（12）中取TONmin=1μs。

引入吸收電路雖然減小了開關(guān)管的關(guān)斷損耗，但諧振電流又必然導(dǎo)致開關(guān)管通態(tài)損耗[21]的增加，所以吸收電路的電感和電容值的設(shè)計還應(yīng)考慮系統(tǒng)損耗的影響。

設(shè)開關(guān)管S1在一周期T 內(nèi)的開關(guān)次數(shù)為NS，開關(guān)管的關(guān)斷損耗為[22]

式中，iS1(i)為第i 次關(guān)斷前通過開關(guān)管S1的電流；Ui(i)為開關(guān)管第i 次關(guān)斷前兩端的電壓；tf(i)為開關(guān)管第i 次關(guān)斷的下降時間；tfr(i) 和UFR(i) 分別為二極管第i 次開通的上升時間和正向峰值電壓。

設(shè)逆變器第i 次的開關(guān)周期為TS(i)，占空比為D(i)，則開關(guān)管第i 次導(dǎo)通時間為D(i)TS(i)。則穩(wěn)態(tài)時開關(guān)管的通態(tài)損耗為[22]

式中，iS1on-state(i)為第i 次開關(guān)周期的通過開關(guān)管S1電流；RDS(on)(i)為開關(guān)管的通態(tài)電阻。

根據(jù)功率開關(guān)管及功率二極管的參數(shù)，可計算增加吸收電路后開關(guān)管通態(tài)損耗的增量

開關(guān)管關(guān)斷損耗的增量

為使通態(tài)損耗的增量小于關(guān)斷損耗的減量，即

由式（8）和式（17）得

4 可靠性分析

減小系統(tǒng)損耗的同時也要考慮系統(tǒng)可靠性的問題，只有系統(tǒng)具有高可靠性，才能實現(xiàn)較多的功能。

影響電路可靠性的因素有很多。在不考慮電路所用電子元器件制造質(zhì)量的影響下，電路的可靠性主要由電路組成單元的數(shù)量、器件承受的電應(yīng)力以及溫度應(yīng)力所決定。在保證原功能的前提下，盡量簡單的電路設(shè)計，也就是說用最簡單的電路和最少量的元器件來完成系統(tǒng)功能，可提高系統(tǒng)的可靠性。而且不同類型的器件，可靠性也不同，一般而言相對于有源器件，無源器件具有更高的可靠性。電子元器件、電路和電控系統(tǒng)對電應(yīng)力和溫度應(yīng)力都比較敏感，大部分元器件的可靠性隨所承受的電應(yīng)力和溫度應(yīng)力的降低而升高。

為了定量地計算電路的可靠性，采用美國軍用手冊MIL-HDBK-217 標(biāo)準(zhǔn)來進(jìn)行可靠性預(yù)計。在可靠性工程理論中，可靠性是指在規(guī)定條件下和規(guī)定時間內(nèi)，完成規(guī)定功能的成功概率。系統(tǒng)可靠性可以通過可靠度Rp來精確地衡量[8]。

式中，Ri為系統(tǒng)中第i 個元器件的可靠度；λpi為系統(tǒng)中第i 個元器件的工作故障率(1/h)；n 為元器件數(shù)量。

器件的工作故障率λp[8]

式中，λb為元器件基本故障率(1/h)；πi為系統(tǒng)中元器件的各種修正系數(shù)；m 為修正系數(shù)的數(shù)量。

逆變器通常由功率管、二極管、電容和電感組成，修正系數(shù)見表1。πT為溫度系數(shù)；πQ為質(zhì)量系數(shù)；πE為環(huán)境系數(shù)，一般在地面其值取1；πA為應(yīng)用系數(shù)，取決于功率等級；πCV為電容量系數(shù)，取決于電容值；πC為電感結(jié)構(gòu)系數(shù)，固定時取1；πV為電容電壓應(yīng)力系數(shù)；πS為二極管電壓應(yīng)力系數(shù)。

式中，A 為器件參數(shù)，隨器件不同而異，可由美國軍用手冊MIL-HDBK-217 查得；Tj為系統(tǒng)在最惡劣狀況下的結(jié)溫(℃)，可通過式（22）估算得到；TA為周圍環(huán)境溫度，具體值可參考MIL-HDBK-217；θJA為結(jié)到周圍環(huán)境的熱阻(℃/W)；C 為電容值(μF)；P 為系統(tǒng)在最惡劣狀況下的功率損耗；S 為電容工作電壓與其額定電壓的比值；VS為二極管外加反向電壓與額定反向電壓的比值。

表1 修正系數(shù)Tab.1 Modifying factors

在相同條件下，分析對比本文無源無損雙降壓式軟開關(guān)全橋逆變器、文獻(xiàn)[23]ZVS-PWM 逆變器、文獻(xiàn)[24]準(zhǔn)諧振軟開關(guān)逆變器、文獻(xiàn)[25]交錯三電平軟開關(guān)逆變器以及去掉吸收電路的雙降壓式全橋逆變器、文獻(xiàn)[26]H5-type 和H6-type 硬開關(guān)逆變器主電路的可靠度。假設(shè)各主電路功率開關(guān)管采用IRFP460，功率二極管采用DSEI60-06A，輸入母線直流電壓均為Ud=360V，輸出交流電壓為uo=220V，且各拓?fù)涔ぷ鞯闹車h(huán)境溫度TA=55°C。表2 為拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)中所需器件的各系數(shù)，由此可估算各拓?fù)錁?gòu)的可靠度。

表2 所需器件修正系數(shù)Tab.2 Factors for the devices

圖7 對比了雙降壓式全橋逆變器、文獻(xiàn)[26]硬開關(guān)逆變器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)以及無源無損雙降壓式軟開關(guān)全橋逆變器、文獻(xiàn)[23-25]軟開關(guān)逆變器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的可靠度。可見雙降壓式全橋逆變器較 H5-type 及H6-type 系統(tǒng)可靠性更高。本文PLSDBFBI 在雙降壓式全橋逆變器基礎(chǔ)上采用基于無源吸收電路的軟開關(guān)技術(shù)，較文獻(xiàn)[23]ZVS-PWM 逆變器、文獻(xiàn)[24]準(zhǔn)諧振逆變器及文獻(xiàn)[25]交錯三電平逆變器，拓?fù)渲袥]有附加晶體管，控制簡單，檢測方便，系統(tǒng)可靠性高。

圖7 可靠度對比Fig.7 Comparison of reliability

5 實驗結(jié)果

無源無損軟開關(guān)雙降壓式全橋逆變器的原理樣機(jī)參數(shù)如下:主電路功率開關(guān)管采用IRFP460，功率二極管采用 DSEI60-06A，輸出濾波電容 Cf＝10μF，輸出濾波電感L1＝L2＝800μH，輸入母線電壓為Ud=DC360V，輸出電壓為uo=AC220V/50Hz，額定輸出功率為200W。

由式（10）及式（12），計算無源無損吸收電路電感C11=C12=C21=C22＜2.27nF，L11=L22＞89.02μH。取C11＝C12=C21＝C22=1nF,L11＝L22=100μH。

此時由式（15）～式（18）計算可得，引入諧振電流雖然增加了開關(guān)管通態(tài)損耗，但相對于關(guān)斷損耗的降低，其影響很小?？紤]實際情況，在吸收電路的參數(shù)設(shè)計時取IL11max＜IL1max。

圖8 為無源無損軟開關(guān)雙降壓式全橋逆變器實驗波形，圖9 為無吸收電路及帶吸收電路的開關(guān)管波形對比。實驗同前面分析的工作原理完全吻合，在開關(guān)管關(guān)斷時開關(guān)電壓軌跡接近坐標(biāo)軸，主管損耗減小，在開關(guān)管開通時吸收電路電感電容諧振，儲存能量并在開關(guān)關(guān)斷時回饋給負(fù)載。

圖8 無源無損軟開關(guān)全橋逆變器實驗波形Fig.8 Experimental waveforms of passive lossless soft-switching dual Buck full bridge inverter

圖9 開關(guān)管實驗波形對比Fig.9 Comparison of experimental waveforms of switchs

圖10 為無源無損軟開關(guān)雙降壓式全橋逆變器和不含吸收電路的雙降壓式全橋逆變器的效率比較?？梢姛o源無損軟開關(guān)雙降壓式全橋逆變器保持了雙降壓式全橋逆變器高效率的特點，并且有效的使吸收電路的能量得到轉(zhuǎn)移，進(jìn)一步提高了效率。

圖10 效率曲線對比Fig.10 Comparison of efficiency

將本文無源無損軟開關(guān)雙降壓式全橋逆變器與文獻(xiàn)[27]無源無損軟開關(guān)逆變器進(jìn)行對比。兩拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)均實現(xiàn)了軟開關(guān)的功能，但文獻(xiàn)[27]使用的是傳統(tǒng)的全橋逆變器，存在橋臂直通以及體二極管反向恢復(fù)的問題，雖然加入了吸收電路使原全橋逆變器效率得到一定的提高，但在提高效率的程度上不及本文有效。圖11 是兩拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的效率對比曲線。

圖11 軟開關(guān)效率曲線對比Fig.11 Comparison of soft switching efficiency

6 結(jié)論

本文提出的無源無損軟開關(guān)雙降壓式全橋逆變器繼承了雙降壓式全橋逆變器高效可靠的優(yōu)點，進(jìn)一步減小了開關(guān)管的損耗，實現(xiàn)了零電壓關(guān)斷。通過理論計算分析和實驗驗證，表明了該系統(tǒng)具有較高的可靠性，同時系統(tǒng)效率比不含吸收電路的雙降壓式全橋逆變器有了進(jìn)一步的提高。無源無損軟開關(guān)雙降壓式全橋逆變器為實現(xiàn)逆變器的高頻化提供了一種簡潔的方法，隨著進(jìn)一步的研究改進(jìn)，無源無損吸收電路必將有廣闊的應(yīng)用前景。

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