具有簡單輔助電路的并聯諧振直流環節軟開關逆變器

王 強 劉巖松 陳祥雪 王天施 劉曉琴

（遼寧石油化工大學信息與控制工程學院 撫順 113001）

1 引言

隨著電力電子技術的發展和軟開關技術在直流變換器領域的成功應用，人們對軟開關技術在逆變器方面的應用表現出了濃厚的興趣。在涉及傳統硬開關逆變器所帶來的諸多問題時都把解決辦法投向了軟開關，如低的開關頻率、高開關損耗，開關瞬時嚴重的電流電壓尖峰，對環境的電磁干擾和音頻噪聲[1]。

為了得到高效、高性能、高功率密度的逆變器，并聯諧振直流環節軟開關逆變器以其結構簡單、控制方便而受到研究者的關注，是目前軟開關逆變器拓撲研究發展的主流。研究人員已經提出了多種并聯諧振直流環節軟開關逆變器的拓撲結構[2-8]，推動了并聯諧振直流環節軟開關逆變器的發展，但是仍然需要進一步完善。文獻[2,3]提出的拓撲結構中，用于形成電源中點的2個大電容增加了逆變器體積和重量，還導致逆變器的高頻工作不可避免地造成中性點電位的變化，影響軟開關的實現；文獻[4]提出的拓撲結構中，輔助諧振電路使用了3個輔助開關器件，控制相對復雜；文獻[5]提出了一種磁懸浮軸承并聯諧振直流環節軟開關三電平逆變器，只有2個輔助開關器件，但是其輔助諧振電路的無源器件除有2個耦合諧振電感外，還包含1個諧振電感，1個諧振電容和3個輔助二極管，輔助電路結構相對復雜；文獻[6-8]提出的拓撲結構中，直流母線的零電壓持續時間不能自由選擇，其零電壓持續時間取決于負載電流和諧振參數。

本文提出了一種新型并聯諧振直流環節軟開關逆變器的拓撲結構，彌補了上述提及的不足，且具有以下特點:①直流母線之間沒有串聯分壓電容，無中性點電位的變化問題；②輔助諧振電路結構相對簡單，只有2個輔助開關，2個耦合諧振電感和1個輔助二極管；③直流母線零電壓持續時間不依賴于負載電流和諧振參數，其零電壓持續時間可以根據需要任意選擇。文中對其工作原理進行了分析，給出了軟開關的實現條件和逆變器的控制方法。制作了一個功率140W 的實驗樣機，通過實驗來驗證本文提出的新型拓撲結構的有效性。

2 電路結構及工作原理

2.1 電路結構

新回路的拓撲結構如圖1 所示，由直流電源、輔助諧振電路和PWM 逆變器電路組成。輔助諧振電路包括耦合諧振電感Lr1、Lr2，輔助開關器件Sa1、Sa2，及Sa1的反并聯二極管VDa1和輔助二極管VDa2。PWM 逆變器橋臂上的各開關器件都并聯緩沖電容Cs，輔助諧振電路為PWM 逆變器開關器件提供零電壓開關條件。三相逆變橋的開關器件在直流母線零電壓凹槽期間關斷或開通，功率器件開關時無電壓和電流的重疊，從而降低了開關損耗。為簡化分析，做如下假設:①器件均為理想工作狀態；②負載電感遠大于諧振電感，逆變橋開關狀態過渡瞬間的負載電流可以認為是恒流源I0，負載電流方向保持不變，其數值取決于各相電流的瞬時值及逆變橋6個開關器件的開關狀態；③逆變器的6個主開關器件等效為Sinv，主開關器件反并聯的續流二極管等效為VDinv；④逆變器的6個緩沖電容Cs等效為Cr，取Cr=3Cs，這是因為逆變器各橋臂上下任意一方的開關器件接通時，都使與其并聯的電容Cs短路，正常工作時3個橋臂上的電容相當于3個電容并聯。新型的拓撲結構可等效為如圖2 所示的電路。負載電流I0以圖2 所示方向流過，各部分的電流電壓都以圖2 所示的方向為正。

圖1 三相諧振直流環節逆變器主電路Fig.1 Proposed three phase resonant DC link inverter

圖2 逆變器的等效電路Fig.2 Equivalent circuit of proposed inverter

2.2 工作原理

本電路在一個開關周期內可以分為7個工作模式，電路的特征工作波形如圖3 所示，各工作模式的等效電路如圖4 所示。

圖3 電路的特征工作波形Fig.3 Characteristic waveforms of circuit

圖4 各工作模式的等效電路Fig.4 Equivalent circuits under different operation modes

工作模式:

模式1（t～t0）:初始狀態，電源通過輔助開關器件Sa1向負載傳輸電能，電路工作在穩態。

模式2（t0～t1）:在t0時刻，開通輔助開關Sa2，在諧振電感Lr1的作用下，降低了流過輔助開關Sa2的電流的上升率，所以Sa2實現了零電流開通。Sa2開通后，諧振電感Lr1承受的電壓值為E，Lr1被充電，電流iLr1線性增大，在t1時刻，當iLr1線性增大到電流值Ib1時，模式2 結束。Sa2開通瞬間電流上升率為

本模式的持續的時間為

模式3（t1～t2）:在t1時刻，關斷輔助開關Sa1，在電容Cr的作用下，降低了Sa1關斷瞬間端電壓的上升率，所以Sa1實現了零電壓關斷。Sa1關斷以后，Lr1和Cr開始諧振，Lr1被充電，Cr放電。iLr1逐漸增大，uCr逐漸減小。在t2時刻，當uCr減小到零，iLr1增大到最大值I1時，模式3 結束。在本模式中，Cr除了向Lr1所在支路放電以外，還同時向負載放電，以維持負載電流不變。Sa1關斷瞬間的電壓變化率為

本模式中，iLr1和uCr的表達式分別為

本模式的持續時間為

諧振電流最大值I1為

模式4（t2～t3）:設N1和N2分別為耦合電感Lr1和Lr2的匝數，匝數比n=N2/N1，USa2,on和UVDa2,on分別為Sa2和VDa2的通態壓降。在t2時刻，當uCr減小到零時，二極管VDa2導通。流過Lr1的電流iLr1從I1突變成ILr1，流過Lr2的電流iLr2從零突變成ILr2，然后iLr1和iLr2分別保持為恒值ILr1和ILr2。如果考慮到通態壓降USa2,on和UVDa2,on，那么本模式中，直流母線電壓uCr=(nUSa2,on-UVDa2,on)/(n+1)。因為匝數比n＞1，所以uCr＞0，等效二極管VDinv不導通，負載電流I0通過Lr2和VDa2所在的支路續流，如圖4d所示。本模式中有下式成立

根據式（8）和式（9）可以得到

因為通態壓降USa2,on和UVDa2,on遠小于E，相比于E，USa2,on和UVDa2,on可以忽略不計，所以本模式中可以認為直流母線電壓約等于零，即uCr=(nUSa2,on-UVDa2,on)/(n+1)≈0，逆變器的主開關在本模式中可以完成零電壓切換，而且本模式中直流母線的零電壓持續時間T4=t3-t2可以根據需要任意設定，不受電流值、諧振電感和諧振電容值的約束。

模式5（t3～t4）:在t3時刻，關斷輔助開關Sa2，在電容Cr的作用下，降低了Sa2關斷瞬間端電壓的上升率，所以Sa2實現了零電壓關斷。在Sa2關斷瞬間，流過Lr2的電流iLr2從ILr2突變成I1/n。Sa2關斷以后，Lr2和Cr開始諧振，Lr2放電，Cr被充電，iLr2逐漸減小，uCr逐漸增大。Lr2還同時向負載放電，以維持負載電流不變。在t4時刻，當iLr2減小到I2，uCr增大到E時，模式5 結束。Sa2關斷瞬間的電壓變化率為

本模式中，iLr2和uCr的表達式分別為

本模式的持續時間為

模式6（t4～t5）:在t4時刻，Sa1的反并聯二極管VDa1開始導通，此時開通輔助開關Sa1，Sa1實現了零電壓開通。VDa1導通以后，Lr2承受的電壓值為E，流過Lr2的電流iLr2從I2線性減小。在t5時刻，當iLr2線性減小到負載電流值I0時，二極管VDa1截止，模式6 結束。本模式中，iLr2的表達式為

本模式的持續時間為

模式7（t5～t6）:在t5時刻，Sa1開始導通，流過Lr2的電流iLr2從I0繼續線性減小。在t6時刻，當iLr2線性減小到零時，模式7 結束。本模式中，iLr2的表達式為

本模式的持續時間為

然后電路返回模式1，開始下一個開關周期的工作。以上分析的是負載電流方向為正時的電路工作模式，當負載電流方向為負時，電路的工作模式與上述的工作模式類似，這里不再詳述。

2.3 軟開關的實現條件

（1）為限制Sa1和Sa2關斷瞬間的電壓上升率，實現零電壓關斷，根據式（3）和式（12），諧振電感值Lr1、諧振電容值Cr和電流設定值Ib1的選取應保證關斷瞬間電壓上升率不大于允許值。

（2）為使逆變器橋臂上的主開關實現零電壓開關，直流母線電壓必須要減小到零，根據式（5），諧振電感值Lr1、諧振電容值Cr和電流設定值Ib1的選取應滿足

此外，每個開關周期內直流母線零電壓的持續時間應不小于逆變器的死區時間Δ，所以模式4 的時間T4應滿足T4≥Δ。

（3）為使Sa1實現零電壓開通，直流母線電壓在諧振過程中必須能回升到電源電壓E，根據式（7）和式（14），諧振電感值Lr1、諧振電容值Cr、匝數比n和電流設定值Ib1的選取應滿足

所以為在全負荷范圍內都實現軟開關，在負載電流取最大值時，參數值的選取應使條件（1）、條件（2）和條件（3）都成立。

3 控制方法

3.1 輔助諧振電路的邏輯控制

如圖3 所示，逆變器主開關需要改變開關狀態時，主開關的切換滯后一定的時間T2+T3，以便在直流母線零電壓凹槽內動作。在主開關原動作時刻t0，先開通輔助開關Sa2，經過時間T2之后，關斷輔助開關Sa1，同時檢測直流母線電壓。當檢測到母線電壓下降到零時，主開關開始動作。直流母線電壓下降到零之后，經過時間T4，關斷輔助開關Sa2，同時檢測直流母線電壓。當檢測到母線電壓上升到電源電壓時，開通輔助開關Sa1。根據式（2）和式（6），可以計算出以上的控制時間。

3.2 三相逆變器的控制

因為本文提出的電路中三相逆變器的每個主開關都并聯了電容，其關斷可以認為是軟關斷，所以只需要考慮如何實現主開關的零電壓開通。本文采用新型空間矢量脈寬調制（Space Vector Pulse Width Modulation,SVPWM）方法[9]，其目的是把1個開關周期內，3個橋臂上需要零電壓開通的3個開關器件同時開通，如果零電壓凹槽出現在每個開關周期的初始部分，那么需要零電壓開通的3個開關器件就可以在零電壓凹槽內同時完成開通，有利于減少輔助諧振電路開關動作次數，具體方法見文獻[9]。

4 實驗結果

為驗證本文提出的并聯諧振直流環節軟開關逆變器的有效性，根據圖1 制作了功率為140W 的實驗樣機，輸出端接三相阻感性負載。實驗電路的參數見下表。將參數值代入式（20）和式（21）中，可以驗證參數值滿足設計要求。

表 實驗電路參數Tab. The parameters of the circuit

直流母線電壓ubus的實驗波形和輸出電流方向為負的那一相的下橋臂的主開關器件的觸發脈沖Ulower的實驗波形如圖5a 所示，可以看出直流母線電壓ubus從24V 下降到零，而后又重新上升到24V，出現了零電壓凹槽，零電壓持續時間約為5μs，大于逆變器的死區時間，因此逆變器的主開關器件在母線電壓為零時，可以完成零電壓開關。因為本電路采用新型SVPWM 方法，所以輸出電流方向為負的那一相的下橋臂的主開關應該在直流母線零電壓凹槽內完成開通。如圖5a 所示，下橋臂的主開關的門極觸發脈沖在直流母線電壓的零電壓凹槽內變化為高電平，表明下橋臂的需要零電壓開通的主開關在直流母線電壓為零時完成了開通。輔助開關Sa1開通和關斷時的電壓uSa1和電流iSa1的實驗波形如圖5b 所示，從圖5b 可以看出Sa1開通前，端電壓uSa1已經降到零，Sa1實現了零電壓開通；從圖5b還可以看出Sa1關斷時，其端電壓uSa1以相對較低的變化率上升，Sa1實現了零電壓關斷。輔助開關Sa2開通和關斷時的電壓uSa2和電流iSa2的實驗波形如圖5c 所示，從圖5c 可以看出Sa2開通時，電流iSa2以較低的上升率上升，Sa2實現了零電流開通；從圖5c 還可以看出Sa2關斷時，其端電壓uSa2以相對較低的變化率上升，Sa2實現了零電壓關斷，而且因為耦合諧振電感的匝數比n等于2，所以關斷時的端電壓uSa2峰值達到3E/2=36V。軟開關逆變器的主開關S1開通和關斷時的端電壓uS1和電流iS1實驗波形如圖5d 所示，可以看出S1開通和關斷時電壓電流波形無重疊，是在零電壓的條件下完成了切換，降低了開關損耗。該軟開關逆變器在輸出頻率為50Hz時的輸出線電壓uab和三相的相電流的實驗波形分別如圖5e 和圖5f 所示，可以看出該軟開關逆變器輸出的線電壓和相電流的波形平滑，畸變很小。此外，對軟開關逆變器和和硬開關逆變器進行了效率測試[10]，在輸出功率140W 時，軟開關逆變器的實測效率達到98.1%，相比于硬開關逆變器，效率提高2.3%。

在試驗點氣候條件下的桑樹物候期為2月上旬芽開始萌動，2月下旬芽明顯松動，3月下旬至4月上旬開花，4月下旬桑果開始著色，5月上中旬桑果成熟，新梢一直生長到停止，其中頭年夏伐條經過冬季短梢抽發新梢伸長生長從3月下旬開始，在采春蠶葉期間繼續生長，即一般情況下在5月至6月上旬為春蠶采葉期，直至10月中下旬停止生長；而當年夏伐條抽新梢伸長生長從6月下旬開始，直至11月下旬才停止生長。且新梢的生長發育對桑葉產量有重要影響。由此，調查4月至6月上旬新梢生長發育情況對估計桑葉產量有一定指導意義。

圖5 實驗波形Fig.5 Experimental waveforms

在以上實驗中，輸出端接的是三相阻感性負載，在接三相電機負載時，以上實驗結果會有一定差別。因此在以后的工作中將以三相電機作為負載，進一步完善該實驗。

5 結論

本文提出了一種新型并聯諧振直流環節軟開關逆變器的拓撲結構，相比于相關文獻提出的拓撲結構，其顯著特點是輔助諧振電路相對簡單，無源輔助器件較少，而且直流母線間無分壓電容，所以沒有中性點電位的變化問題；直流母線零電壓持續時間可以自由選擇，不受諧振電流設定值和諧振元件參數的限制。通過實驗研究得出如下結論:

（1）逆變器的主開關器件在母線電壓為零時完成切換，實現了零電壓開關，而且輔助開關也都實現了軟開關。

（2）三相逆變器輸出的線電壓和相電流被很好地控制，電流波形為光滑的正弦波。

（3）在輸出功率 140W 的原理樣機上得到了98.1%的實測效率，相比于硬開關逆變器，效率有明顯提高。

但是該軟開關逆變器還是存在以下問題:輔助諧振電路中有耦合諧振電感，使位于直流母線之間的輔助開關承受的電壓峰值高于電源電壓，可以通過選取適當的耦合電感匝數比來降低該輔助開關承受電壓峰值。

[1]潘三博,潘俊民.一種新型的零電壓諧振極型逆變器[J].中國電機工程學報,2006,26(24):55-59.Pan Sanbo,Pan Junmin.A novel zero-voltage switching resonant pole inverter[J].Proceedings of the CSEE,2006,26(24):55-59.

[2]Chang Jie,Hu Jun.Modular design of soft-switching circuits for two-level and three-level inverter[J].IEEE Transactions on Power Electronics,2006,21(1):131-139.

[3]張化光,王強,褚恩輝,等.新型諧振直流環節軟開關逆變器[J].中國電機工程學報,2010,30(3):21-27.Zhang Huaguang,Wang Qiang,Chu Enhui,et al.A novel resonant DC link soft-switching inverter[J].Proceedings of the CSEE,2010,30(3):21-27.

[4]王軍,徐龍祥.軟開關技術在磁懸浮軸承功率放大器中的應用[J].電工技術學報,2009,24(6):85-90.Wang Jun,Xu Longxiang.Application of power amplifier for active magnetic bearing using softswitching technology[J].Transactions of China Electrotechnical Society,2009,24(6):85-90.

[5]王軍,徐龍祥.磁懸浮軸承并聯諧振直流環節開關功率放大器[J].中國電機工程學報,2009,29(12):87-92.Wang Jun,Xu Longxiang.Parallel resonant DC link soft-switching power amplifier of magnetic bearing[J].Proceedings of the CSEE,2009,29(12):87-92.

[6]王強.無中性點電位變化的并聯諧振軟開關逆變器[J].中國電機工程學報,2012,32(3):36-42.Wang Qiang.Parallel resonant soft-switching inverter without change of neutral point potential[J].Proceedings of the CSEE,2012,32(3):36-42.

[7]王強.新型零電壓開關諧振直流環節逆變器[J].中國電機工程學報,2011,31(27):74-80.Wang Qiang.Novel zero-voltage switching resonant DC link inverter[J].Proceedings of the CSEE,2011,31(27):74-80.

[8]王強.零電壓持續時間不依賴于負載電流的諧振直流環節逆變器[J].中國電機工程學報,2012,32(6):33-39.Wang Qiang.Resonant DC link inverter with duration of zero-voltage independent of load current[J].Proceedings of the CSEE,2012,32(6):33-39.

[9]潘三博,陳宗祥,潘俊民.一種新型直流環節諧振逆變器的空間矢量脈寬調制方法[J].中國電機工程學報,2007,27(1):65-69.Pan Sanbo,Chen Zongxiang,Pan Junmin.A novel SVPWM method for DC rail resonant inverter[J].Proceedings of the CSEE,2007,27(1):65-69.

[10]王強.無中性點電位變化的輔助諧振變換極逆變器[J].中國電機工程學報,2011,31(18):27-32.Wang Qiang.Auxiliary resonant commutated pole inverter without change of neutral point potential[J].Proceedings of the CSEE,2011,31(18):27-32.